简单地说，差分阻抗是一对传输线在两个互补信号以相反极性传输时的瞬时阻抗。对于印刷电路板（PCB）来说，这是一对走线，也称为差分对，为了减少反射，需保持相同的差分阻抗和保持单端（SE）传输线的相同瞬时阻抗。
除了保持正确的差分阻抗外，差分对实际上没有什么特别之处。但是必须理解一对线路之间间距的含义。差分阻抗是每条走线奇模阻抗的两倍，SE阻抗是单线的阻抗，只有当它们之间很少或没有对内耦合时才等于奇模阻抗。当走线靠得更近时，差分阻抗减小，可以调整线宽以进行补偿。
下图显示了差分驱动的一对边缘耦合带状线走线对对内耦合的影响，图中上图显示的是围绕一对相距3.5倍线宽的松散耦合走线的电磁场，下图显示的是一对相距1.5倍线宽的紧密耦合对。红色的加号轨迹表示流入页面的电流，而蓝色的减号轨迹表示流出页面的电流。
每个走线周围的圆线是表示环路电感的磁场，旋转的方向基于当前方向，使用右手定则，电场线垂直于磁场线，它们也就是电容的量度。
当走线松散耦合时，电场线和磁场线在每条走线周围相当对称，并且在它们之间的中心线周围互为镜像，大多数各自的电子场耦合是与参考地平面。
当走线彼此靠近时，反向旋转环围绕中心线压缩，降低电感。同时，沿着每条走线的内缘，更多的电子场线倾向于相互耦合，从而增加了电容。
由于电磁场沿中心线相互作用的方式，可以将其视为虚拟地（VGND）参考平面。它们的行为方式完全相同，就好像它们之间有一个固体参考平面。
现在考虑一对等宽的微带线，标记为1和2，它们之间的间距恒定，如下图所示。假设传输线是无损的，当隔离驱动时，每个单独的走线将具有SE特性阻抗Zo，由相对于GND参考平面的自环路电感（L11,L22）和自电容（C11,C22）定义。当对走线采用差分驱动时，传播模式为奇数，电磁场相互作用如图上图所示。当对内间距较近时，将产生由互感（Lm）和互电容（Cm）定义的电磁耦合。
走线与参考平面的接近程度会影响走线之间的电磁耦合量，走线越靠近参考平面，自环路电感越低，自电容越强；导致互感较低，走线之间的互电容较弱，最终的结果是一个较低的差分阻抗。
走线1和2的自回路电感和自电容分别为L11、C11、L22、C22。在完全对称的差分对中，每个矩阵中的非对角线（12,21）项分别是互感和互电容。LC矩阵可以用来确定奇模阻抗，可由下式计算：
Zodd=oddmodeimpedance
Ls=self-loopinductance=L11=L22
Cs=self-capacitance=C11=C22
Lm=mutualinductance=L12=L21
Cm=mutualcapacitance=|C12|=|C21|
使用PolarSI9000现场求解器比较具有4mil走线、间距20mil空间的松散耦合对与具有相同介电厚度的SE传输线（见下图）。LC矩阵在10GHz提取。可以看出，松耦合对的奇模阻抗等于SE走线的特性阻抗，因此差分阻抗是相同的。
但是，如果布线一对紧密耦合的走线，则在相同走线宽度下，奇模阻抗小于SE阻抗。例如，在下图的左侧，4-4-4mil几何结构的差分阻抗为91欧姆。为了获得100欧姆差分，线宽必须减少到3.35mil，空间调整到4.65mil，以保持相同的12mil中心间距，如右图所示。
减小的线宽和更紧密的耦合导致通道长度上更高的损耗。使用上述示例，下图绘制了所有三个差分对的差分IL。绿色为松耦合；紧密耦合，无需调整线宽（Tight1）用红色表示，紧耦合与线宽调整（Tight2）用蓝色表示。
可以看到，在12.89GHz时，在10.6英寸以上的松耦合和紧耦合示例之间大约有0.5dB的差异。无论是否调整线宽以满足差分阻抗，紧密耦合都可以降低IL。在本例中，在Tight1和Tight2之间的增量只有0.1dB，这表明大部分较高的损失是由于更紧密的耦合。
这可以通过SE到差分混合模式转换来解释，给定4端口s参数，SE端口顺序如下图所示，差分IL由可以由下式得到：
从公式中可以看出，当走线靠近时，耦合项变大，差分IL增加。
下图则显示了所有三个例子的TDR差异，与其他两个例子中的4mil走线相比，蓝色走线的单调上升更陡峭是由于3.35 mil走线的电阻损耗更高。
总而言之，差分对是紧耦合还是松耦合并不重要，如果设计得当，两者都可以设计成正确匹配输出驱动器阻抗，但正如所看到的，每一种都会有优点和缺点。
更紧密的耦合以更高的损耗为代价提供了更好的路由密度；松耦合允许更容易地绕过障碍物并减少损失；但在任何一种情况下，它们都必须针对差分阻抗进行设计和测量。
