可以说，PCB和封装互连中的串扰是可能导致信号退化的最复杂现象之一。它是由信号链路之间以及信号链路与配电系统之间不必要的耦合引起的。这种影响是确定的，但在很多情况下很难预测——变量和不确定性太多。在统计上，串扰效应可以被视为具有有界分布的确定性抖动，但这种分布通常是未知的，只是猜测。直接分析最坏情况下的串扰可能导致系统过度设计。在设计中忽略它可能会导致在设计过程中难以发现和修复的系统故障。最重要的是，由串扰引起的失真不能通过接收机端的信号调节技术来纠正。因此，了解相噪声的来源，如何量化它，以及如何有效地减轻它是非常重要的。
电路板和封装互连中的非期望耦合可以分为局部耦合和远场耦合：
1. 紧密排列的走线和过孔之间的局部耦合：
* 紧密布线信号迹线之间的耦合——最常见的串扰源；
* 差模干扰和差模耦合（由弯曲、布线不对称和纤维编织效应引起的模态转换）的常见来源；
* 通过参考平面中的槽和开口的局部耦合；
* 过孔之间的耦合和过孔与迹线之间的耦合，由于接近引起的耦合。
2. 通过平行平面和分层平面（即槽，跨分割）进行远距离耦合，以及通过表面介质层和PCB外壳（多路径传播）。
通常情况下，可以精确地模拟局部耦合效应，并在布局前和布局后进行信号完整性分析时予以考虑。
并联走线中的耦合不仅会引起串扰和干扰（不必要的噪声），还会由于信号能量泄漏到相邻链路（吸出）而造成额外的损耗——这是能量守恒中的p_leak项（P_out=P_in-P_absorbed-P_reflected-P_leaked+P_coupled）。在PCB（微带）表面布线时，泄漏损失可能是显著的。但是，对于平行平面（带状线）之间的路径，它们通常可以忽略不计。
远距离耦合可能导致系统级干扰，需要完整的PCB或封装分析。远距离系统级耦合很难以足够的精度建模和预测。虽然它可以避免（没有在分裂平面上涂漆）或通过强制每个可能潜在地耦合到平行平面（传输平面），表面介电层或外壳的结构的本地化来容易地减少。这种耦合发生在参考导体变化的位置。未定位的孔是泄漏和串扰的主要来源，这可以通过使用更靠近信号孔的拼接孔来避免。系统级干扰必须通过只使用可预测地定位到目标频率的结构来避免。
PCB和封装互连，如带状线、微带线和共面波导，都是开放波导结构。这意味着信号能量主要在信号导体周围的电介质中沿着PCB和封装走线传播。它可以用一个典型的PCB带状线互连的峰值功率流密度（电场和磁场的矢量积）来说明，如下图所示，这是一个0.5V量级的信号的峰值功率流密度（PDF），归一化到最大值，以dB表示为10*log|P|。
如所见，没有信号能量的精确定位。功率流密度或信号能量集中在条带边缘附近和条带与平面之间。红色和黄色区域是大部分信号能量传播的地方。但在这种情况下，在2-3条宽度的绿色区域也是不可忽略的。所有进入绿色PFD区域（-25至-30db电平，两侧2-3宽度的条带）的东西都变得耦合，这种耦合可能导致干扰或串扰和信号泄漏。此外，耦合改变了带状线阻抗。上图所示也为具有等势参考平面的主要带状线模式。
在金属表面的走线中，信号能量在信号导体周围传播的情况更糟PCB（微带现），结果可以从下图中看到。可以看到在空气中以及在基板中，耦合的面积更大-走线可以有效地耦合到附近的走线以及绿色PFD（-25至-30dB）区域内的任何外部物体。
如下图所示，在不对称的带状线线中可以观察到类似甚至更糟糕的耦合区域扩展。非对称带状线在1GHz时的功率流密度峰值，带状线到上平面的距离为9.77mil，到下平面的距离为4.5mil, DK=4.2（~50Ohm）。
如下图左为典型差分微带的峰值功率流密度所示，松耦合差分走线中的差分模式具有与单线情况类似的信号能量扩散。具有非对称参考平面的差分带状线中差分模式的峰值PFD如下图右所示。左图为在衬底4.5mil上带7.446mil的差分微带线，差分模式下1ghz功率流密度峰值DK=4.1（~100 Ohm）。右图为带宽度为4.674mil，带距上平面为9.77mil，距下平面为4.5mil，差分模式下1GHz时的功率流密度峰值，DK=4.2（~100欧姆）。
从上图可以看到的，即使在差分情况下，遥远的参考平面也可能大大增加耦合的面积。上述PFD为激励为+0.5/-0.5V的差分模式。差模的功率主要沿着走线走线周围以相同的方向传输。
虽然，参考导体的表面电流也可以用来评估可能的耦合区域，但它不像PFD那样直观和明显。一般来说，重要的是要理解单走线是一个2导体传输线或波导结构-第二个导体总是参考平面（微带）或两个平面（带状线）。差分走线是一条3导体传输线，参考导体中的电流也会扩散到走线之外，类似于单端情况。参考导体或平面在信号能量传播区域与走线本身一样是同样重要的。在两个参考平面的情况下，平面沿信号传播的等势性必须通过更多的回流过孔，以避免耦合到平行平面结构的主导模式-这种耦合可能发生在不连续处，如过孔和介电不均匀性。共面传输线的基准等电位的执行更为复杂。
接下来说明信号在微带线平行段的干扰，使用2条单端链路的布线距离等于走线宽度。每条单线的特性阻抗接近50欧姆。在第一种情况下，信号在顶部走线中从端口p1传播到端口p3，如图所示，16GHz 0.5V信号从p1传播到p2时功率流密度的瞬时值（dB）。16mil走线在8mil基板上，Dk=3.9，耦合超过1in，16mil spacing。
从上图可以看到，带有端口p2和p4的信号线链接实际上位于上面信号线的“传输范围”中，这就导致底部走线耦合并“吸出”一些信号能量。一些有用的能量泄露到信号源（NEXT）附近的p2端口和信号源（FEXT）对面的p4端口，泄漏是能量在耦合段长度上重新分布的结果。如果在两个链路中都有有用的信号传播，那么泄漏的能量有多少？泄漏的后果是什么？描述这种能量再分布现象的最基本和最方便的方法是用散射参数或s参数。事实上，几乎所有其他互连质量指标，包括串扰量化参数，都是从s参数推导出来的。上图中描述结构能量再分配过程的，而s参数的大小如下图所示。下图是上图中1in耦合段微带走线的耦合s参数（左图为|S41|和|S21|）和传输参数（右图为|S31|）的幅度。
上图右图中的参数S31是有用信号从p1端口到p3端口的传输情况。参数S41和S21是泄漏和潜在串扰参数。可以看到，透射率|S31|随着频率的增加而下降，但由于材料吸收损失，其斜率比预期的要陡峭得多。在这种情况下，反射或回波损失非常小。造成这种情况的原因是端口p4的泄漏，由左图中的s参数S41描述。在这种情况下，端口p2的泄漏要小得多。在端口p4有一个有用的信号，参数S41变成远端串扰或FEXT，它是频率相关的，最大值和最小值由耦合段中奇偶模的传播速度差和段长度定义。如果这个差为零或接近零，则不存在Fext。一般来说，在任何有损耗的多导体传输线中都可以观察到Fext，但只有在介质不均匀的传输线（例如微带线）中，它才变得重要。具有不同性质的介电层的带状线也具有可观测和不可忽略的FEXT。Fext随着耦合走线的长度增加到一定程度，然后减小，达到最小值。最小值和最大值随频率周期性重复，一般来说，在耦合段较长的链路上，来自攻击链路的更多能量可能会泄漏到受害链路上，泄漏会干扰受害者信号并使其失真。另一方面，泄漏也降低了入侵信号——它造成的额外损失可能与反射和材料吸收损失相当，甚至更大。
事实上，可能存在攻击信号几乎所有能量都变成Fext的情况。在上述情况下，几乎完全吸出发生在50GHz左右。对于在更长5in段上耦合的相同走线，如下图所示，完全吸出将发生在10ghz左右。
注意，无源互连的s参数是互易的，这意味着从端口i到端口j的传输总是等于从端口j到端口i的相反方向的传输，这不是很直观的性质。将其应用于串扰，可以假设S41=S14, S21=S12——如果攻击者和受害者互换，串扰不会改变。
接下来看一下时域中的串扰，要做到这一点，可以从4端口结构的s参数计算脉冲响应，如下图所示。
从p1端口到p3端口的传输特征为左图中的s参数S31，对应的脉冲响应如中图所示。在这种情况下，底部走线是一个潜在的攻击者-它已经泄漏到端口p3，如图中的s参数S32所示。如果底部走线有类似的脉冲从端口p2传播到端口p4，则部分脉冲能量将泄漏到顶部走线的端口p3。串扰参数对应的脉冲响应如图10中图所示。如果两个链路的信号在耦合段上沿同一方向传播，则端口p3处的信号将是链路脉冲响应和串扰脉冲响应的叠加，如图右图所示。由于端口p1和p2的脉冲时序不同步，串扰的位置相对于链路脉冲是任意的。这使得噪声难以量化。可以找到最坏的相对时间，但它可能从不出现发生。
回到近端串扰，如下图所示，s参数S21、S12、S34和S43描述了上下链路信号沿相反方向传播的情况下的近端串扰或NEXT。下图为两个16GHz信号从p1到p3和从p4到p2沿相反方向传播时，耦合微带线段中的串扰功率流密度。
NEXT是频率相关的，并且在耦合段大约是波长的一半的倍数的频率处具有零，如下图中所示。频域NEXT和传输参数（左图）与相应的脉冲响应（中图）和脉冲响应（右图）的叠加。
可以看到,在这个例子中,最大值的水平是-20 dB。在上图中给出相对较小的声串脉冲响应(在本例中小于FEXT),与图中图一起显示,与从p1到p3端口的脉冲传输。它有两部分——第一次出现在受害者端口p3,第二部分出现延迟。对于衰减较大的较长链路，可能没有第二部分。有用信号和端口p3处串扰的叠加如图右图所示。与Fext的情况一样，NEXT相对于有用信号脉冲的时序也是任意的。受害链路中的信号在接收端可能会大幅衰减-这意味着NEXT的小得多的值可能导致受害接收器的故障，所有耦合网都有NEXT，但重要的是，它离受害者的距离有多近。
最后，对于多导体互连中的信号以多导体线路模式的叠加形式传播，这是两个方向上的奇偶模传播，由于耦合，信号不能只停留在一条走线上，向进攻方传播的波被观察为下一波。从攻击者向前传播的波被观察为攻击者链路中的有用信号，也被观察为受害者端口的FEXT。如果所有模式都具有相同的传播速度（在真正的有损线中永远不会发生），则不会有FEXT。但是，如果模式在两端都没有理想地，则形成NEXT的波被反射，并可能在另一端出现为NEXT。
