PA低频自激的解决
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为什么说RC反馈结构可以降低低频增益？
Q：问大家一个问题，为什么说RC反馈结构可以降低低频增益，怎么解释呢？
A：我感觉还是把本征的源阻抗拉回Smith图里。
Q：从反馈的角度分析呢？
A：我理解就是这个并联的负反馈支路，低频端回来的多，高频端回来的少。
Q：反馈电容对高频回来的多才对呀？
A：那个电阻起了调节作用了吧，电阻越小，电路整体低端增益越低，而且实操发现，反馈环包含电感，整个电路增益带更宽。
Q：电阻对高频和低频的调节作用不应该一样吗？
A：RC配合就不一定了吧。
Q：不懂，分析不来。
A：这个反馈还涉及到相位，负反馈相位刚好-180℃，才起作用，但是不能超过90℃，不然就正反馈自激了，不同频率经过RC反馈回来相位也不一样。
我这也是强硬解释不知道理解的对不对。
Q：正反馈也不一定就自激吧，也许低频的部分是负反馈，高频正反馈？
A：对，环路损耗大于增益，就激动不起来。
Q：谢谢大佬。
A：客气，共同学习，我的经验，不管自己和对方程度如何，有时候讨论多了，都能提高理解甚至很多时候，在讨论过程中，问题自己就想通了。所以感觉这个技术问答群真的挺好的，多点人积极讨论，大伙儿都能提升。
慧智微射频问答群进群码
为啥源极和漏极互换之后，噪声明显降低？
Q：请问砷化镓的管子，源极和漏极互换之后，噪声明显降低是什么原因，cascode接法的。
A：管子截止了。但是仿真模型依然有数据，实际用不了的。
Q：哦哦这样呀，但是正常来说，源漏不是应该是对称的嘛？
A：不是 ，版图你看了吗，两个S 对称,不对称。
Q：对喔！醍醐灌顶
A：不对称的lgs小于lgd，搞不好Source上还有场板结构。
Q：嗯嗯。
金属层线宽和电流峰值关系一般是怎么考虑的？
Q：请教大佬们，如果只走射频的话，金属层线宽和电流峰值关系一般是怎么考虑的，通过平均电流除以手册给的电流密度来计算最窄线宽吗，感谢？
A：供参考：
Q：多谢老师，我学习学习
有关电路匹配和隔直电容关系的讨论
Q：群友们，请教一个问题，为什么阻抗匹配时，要在隔直电容之前做，输出阻抗不应该是包括这个隔直电容的吗，那不就是应该再隔直电容之后做，把50欧姆匹匹配到输出阻抗上。有点迷，想请大佬帮忙解答一下。
A：这个是大电容，在Smith原图基本上不会移动的，对于射频信号而言这个匹配位相当于导线直连。串联位电容越大，移动的空间越小，基本上不移动。
Q：这是因为，电容太大了，目标频率下容抗太小的原因吧，所以也可以忽略在，前后都可以。
A：是的，基本电抗没多少。
A：用的是谐振在目标频点的电容的话确实没啥影响。
Q：是的，这个电容的自谐振频率点比目标频率点大一点点，很接近。
A：做到电容前是因为那个馈电电感同时也做匹配，电容也做匹配和隔直，省钱。
A：一般大电容如果做芯片里面会占用很大面积，所以板级一般放在外面。
Q：学到了，感谢，非常感谢各位。
有关混频器镜像信号混频增益的讨论
Q：请教大家一个关于混频器的问题，比如说我的有用信号是10G，镜像信号是8G，本振信号是9G，那么有用信号10G通过我混频器的时候的变频损耗和镜像信号8G通过我混频器的变频损耗不是不一样的嘛，那是不是可以认为其实单个混频器因为变频损耗的差值也自带一点镜像抑制效果。
A：是的，所以超外差接收机，如果没有采用镜频抑制的混频结构，那混频器及之前电路部分的镜频增益越低越好。
Q：嗯嗯是的，我是先抛开前端的电路来看的。我做了一下测试，用IQ路那种平衡式结构的混频器，有信号的变频损耗大概是9-10这样，镜像信号大概是20-40这样，那么这种IQ的结构大概的镜像抑制度10-30这样。
那这样子我用IQ平衡式的那种结构的性价比不是挺低的么😂，我只要调一下一下我的混频器的变频损耗他的镜像抑制度也是可以的呀。
A：正交没做好？
Q：不是的 我前端接了滤波器 镜像信号过去已经给滤了一遍了 对后端的镜像抑制要求其实不是特别高。
A：你看论文里相关结果，iq做镜频抑制的应该不咋会低于30dBc吧？
Q：对 但是我前端滤波器有40dBc的抑制，那整体指标匀到混频器的就很少了。
Q：我又测了一下单个混频器的，有用信号的损耗也是9-10这样，但是镜像信号的损耗也有5-20这样，这种差值是正常的嘛？
😂要是这种情况正常的话 那我其实用单个混频器性价比更好点。
A：看指标要求吧，选择效率最高的。hartley结构类似的镜频抑制正交混频器，版图和功耗开销还是不小
Q：大太多了呀。 这多了不止一倍的面积。
就想来问问这种单个混频器镜像信号的变频损耗和有用信号的变频损耗差那么多是不是正常滴
A：是啊。
Q：所以单个混频器有用信号和镜像信号的变频损耗差这么多，不是反常现象吧，也挺正常？
A：是，看RF和lo距离了。
Q：okok，谢谢哥。
有关D类功放阻抗匹配设计的讨论
Q：想问下有人做过基于反相器的D类功放吗，阻抗匹配是咋做呢，为啥用负载牵引后换上电感电容后S参数怎么都匹配不到中心频率处呀？
A：D类功放没必要负载牵引吧。直接可以算出来。
Q：怎么算呀？就是直接加个LC谐振嘛？
A：很简单啊，负载和内阻分压，不就可以计算出功率了。有英文论文，直接搜一下SCI好了。叫scpa，开关电容数字功率放大器。
Q：我知道你说的是啥了，不过我要做的没那么复杂，我这个就一级。
A：道理一样的。而且S参数计算也是同理。负载和内阻的反射系数就是了。先用理想的电容电感仿一下。应该蛮简单的。
Q：那我就直接sp仿输出阻抗匹配到50欧姆对嘛？我现在前面就是这个。
A：这是啥架构？你直接用串联谐振，那肯定负载是50ohm。
Q：就是D类然后那个pmos和nmos分别驱动。
或者就是两级反相器嘛。
A：这相当于俩级反相器。
Q：对，这个算D类嘛？
A：算。
Q：但是我现在效率特别低。
A：我算过的，可以算得特别准。特别是低频。
Q：只有百分之二十多。
A：你都没匹配。
Q：我之前是用那个负载牵引匹配，然后算的效率特别低，就感觉肯定是匹配网络出问题了
A：负载阻抗多少？先用理想的看看。
Q：50欧姆。
A：阻抗匹配看一下，50ohm这么大阻抗，效率应该很高。
Q：这是我完整的电路图，就是我右端那个port是50欧姆嘛，我这个匹配网络是用ADS把200欧姆匹配到50欧姆。
A：port0=200？
Q：不是，port0是50。
A：反相器看到的是多少？200？
Q：这个200是我用负载牵引得到的，那我现在测一下输出阻抗。
A：太晚了，你先检查一下的反相器的输出电压波形，正常的话，看一下pmos和nmos的内阻。然后看看反相器看到的阻抗。利用分压公司就可以得到了。
大哥，pmos的衬底接啥电平？
Q：这个是因为电源电压太低了，这样接降低阈值电压，不然反相器工作不了都，我的电源电压是0.6V。
A：不太理解。这样阈值电压会降低吗。
Q：对，降了一百多毫伏呢，就是版图不好画了哈哈哈。
那个分压公式是啥呀，就是L形匹配公式，还是那篇SCPA论文里面的公式嘞？
A：你先算反相器的内阻，r1，再算你的负载电阻rload，效率就是rload/ r1＋rload，功率就是计算同理。
Q：好嘞好嘞。
A：不过这是在你反相器正常工作情况下。你先看看反相器波形正常不。
Q：正常的，输入输出都是方波，那我是直接用ADS阻抗匹配软件把r1匹配到rload就好了吧？像PA效率低的话是不是就是阻抗匹配做的不行。
A：先别匹配，用理想的，先看理想的和计算值能不能对上。明天再看吧。你可以去看看SCI论文，有一篇讲的蛮清楚的。
Q：嗯嗯嗯，谢谢哥，哥你先休息吧，辛苦辛苦。
有关中频放大器设计考量的讨论
Q：请教一下大家对中频放大器是怎么看的，我的理解是经过前端的放大后可能增益不太理想，所以可能会加入一个增益可以调节或者不能调节中频放大器来调节整个系统的增益，那这样子的中频放大器不是可以和前端的低噪声一样设计了吗？在接收机中的中频放大器要不要额外考虑一些别的低噪声放大器兼顾不到的东西呢？还是说其实根本就可以按照设计低噪声放大器的方法去设计。
A：但是后级对噪声的影响小哇，基本由前端决定了。
Q：是的，估计中频放大器在设计的时候相对低噪声放大器的噪声指标可以放宽点。
A：中频放大器应该只是为了考虑接收机针对不同频率，接收机的灵敏度和选择性会剧烈变化，所以利用混频器把前面传过来的不同频率的信号都转换成相同的中频，这样后面就可以只针对单一频率进行设计，一是面对不同频率，接收机的性能会很好，二是可以节省一些设计成本吧，不用针对每个频率都去设计一遍中频放大器后面的东西。浅知拙见，供各位大佬批判。所以中频放大器一定是窄带放大器？
所以中频放大器一定是窄带放大器？
Q：“所以中频放大器一定是窄带放大器？” 不太清楚 中频放大器接在混频器后面 我看到一些市面上现有的混频器比如说有用信号是12-14 本振给5-6 实际上能出0-4G的中频信号 他可能考虑一些原因会标0-3G这样。那这样出来的中频其实也不窄。
对了，这个用的是二次谐波混频 。
A：然后中频放大器的放大程度应该得看后面设备的需要吧，应该就是你说的其实就是对LNA的一种补充？
Q：看到过不少中频放大器也会设计成增益可调的形式 前端的低噪放也可以设成增益可以调😂。
A：有没有可能是实际只需要窄带就可以，然后市面上的要考虑成本不可能针对每个频率去设计混频器，我的猜测。
Q：蠢死了，再中频也应该可以是个范围，不一定是窄带。
A：😂那其实这个意思就是中频放大器就是一个相对窄带的 噪声指标可以放的比较宽的低噪放？
Q：哈哈我上面那个就是这个意思 我看很多市面上出来的中频其实都是个范围而不是一个点😂
A：“在接收机中的中频放大器要不要额外考虑一些别的低噪声放大器兼顾不到的东西呢？还是说其实根本就可以按照设计低噪声放大器的方法去设计” 我的理解不一定全，依据经验来看，中频放大器的作用:1.分担射频前端增益压力，射频前端增益和p-1做不了很大。2.中频频率低相对于射频信号更好处理，相对而言不易出现自激等问题，而且更容易实现高增益。3.中频起着增益调节的目的，比如AGC模块，可以实现接受动态范围更灵活，可以实现接受机接受范围更宽，低噪放设计是为了提高接收机的接受灵敏度，接受更低的射频信号，扩大接收机接受下限。
Q：明白了 所以中频放大器可能相对于前端低噪声放大器要更好的p1dB压缩点和需要调节接收机整体的增益对吧？
A：低噪放本来就是放大和噪声差不多的小信号啊你即使低噪放级联也要考虑后级低噪放的最大输入信号大小。
Q：嗯嗯对的 按照目前的架构来说 信号经过前端低噪放和混频器后出来肯定是被放大的😂 所以设计中频放大器的时候的p1dB肯定要比低噪放的1dB要高。
有关不稳定产生原因的讨论
Q：功率放大器仿真过程中，不稳定产生的原因是什么呢？如果仿真结果已经满足无条件稳定，是否还要采取稳定性措施呢？
A：一些支路可能形成有隐患的正反馈环路，比如有很多文章分析g到gm产生电流到Zload到cgd到g，如果反馈回来等幅同相就会振在这个频率（貌似是这个分析法）。
如果pa小信号仿真是无条件稳定了，还要仿真其它情景下的稳定性，比如大信号的（给大信号，时域仿真在输出看有没有杂波），一系列验证都没问题了才不用采取稳定性改善措施。
Q：稳定性仿真是只需要仿真其工作频道范围内，还是要全频道仿真呢？（从 0GHz 开始）。
A：全频段，但0一般不用，这个可能值太离谱，我一般0.1G开始，仿到大概这个工艺的fmax。
Q：好的，谢谢。
有关威尔金森功分器两路间电容的作用
Q：威尔金森功分器里面隔离度电阻两边的电容有啥作用啊？一定要加吗？我看大部分论文是不加的。
A：不用加吧，都没人加。
Q：但我看了一款有加的，不知道是为啥。
A：这个自己搭一个威尔金森的功分器看看S12.S13.S23就可以了，实践去检验一下，本来功分器指标也不多，就隔离度和传输系数。
Q：我试了试，感觉吧，没必要加电容。
A：带宽拉宽仿真看看有没有区别，如果隔离度和没变化，就看是不是传输性能，顺便看看S参数的相位。
Q：ok。
A：有可能担心设计两路相位不平衡，做相位调试用。
Q：我还没看相位，我看看。
有关某65CMOS工艺仿真不能改电容的debug
Q：大佬救救发现我tsmc65有些实际电容不能改，报了这个错。
A：看这个报错信息，参数1应该填数字的，你是不是填成了其他的字符什么的？
Q：是不是没有最后一行Regsiter_number的问题？
A：看看argument #1 是什么。
Q：解决了，谢谢，原因是添加太多的库了。
A：请问具体是什么问题呀，交流一下让俺也涨涨知识。
Q：原来是添加了三个库，可能是有什么文件途径出了点小问题，我吧几个没用的库删重新导入就行了。
有关正反向二极管ESD保护的原理讨论
Q：请问大家怎么理解正反向二极管做ESD保护时的原理？ 比如在+9kV 静电打进去时，是通过①正向二极管的小导通电阻泄放掉电荷，还是②反向二极管的齐纳/雪崩击穿泄放电荷，来保护内部电路的？网上搜TVS二极管做ESD保护原理，大多说的是②，但是我们实际应用中为什么不是正向的先导通？
A：背靠背串联，反向不通，正向怎么通。
A：应该是半周期，正向导通反向充当扼流电感作用形成回路。
A：别扯了。tvs当然正向反向都能保护，而且有单向tvs和双向tvs。利用反向击穿来保护是因为反向击穿电压比较高几伏十几伏都行，不用局限在0.几1.几伏，电源io射频口都能用，而且响应时间也快。
Q：那这种简单的电路，在+9kV的静电⚡下，是哪个管子起主要保护作用？
A：应该是正向。
A：是正向导通，保证钳位电压很低。
A：肯定是正向，反向这个事儿我感觉说不好，理论上讲，受到反向偏压的时间和正向响应时间这两个时间是在同等量级的，目前没有相关报道说这俩哪个快哪个慢。
Q：如果时间是等量级的，9kV的静电肯定同时超过了两者的阈值，正向的导通放电，反向的雪崩击穿放电，同时保护后方的电路，可以这么理解对吧？
A：还没到反向二极管击穿，你的正向二极管就坏了
Q：所以实际问题来了，打入+9kV静电，那个反向的烧了，我是应该要加大正向的二极管（多个stack),还是加大反向的二极管。
A：你用功率来理解，iv很大的时候管子就坏的了
A：加入9k的静电，你观察到是反向的烧了吗？还是正向的先烧了？
Q：打静电ESD和加电源产生功率可能还不一样
A：嗯，不一样，ESD还是脉冲，不管啥波形，肯定是有周期变化的。
Q：正向多个Stack没事，反向的一个烧了。
A：那你这样正向堆叠和反向单个，这不是不对称了吗。从功率容量角度来说，应该是反向踢穿电压对应峰值功率值，和正向导通二极管耗散功率对应值。 两者最小的那个算为功率容量。
Q：有偏置电压，就是不对称
A：反向也串多个也把反向击穿能力提高了
Q：理论上多串联会降低其ESD保护能力
A：如果从单个管子角度咱们分析一下哈，是不是峰值波形过来以后，正向导通，反向承受反向偏压，但是如果正向导通的快，压降变了，反向不是不会承受这么高的偏压。
Q：加大正向的二极管，导通阻抗变小，泄放的快是肯定的，但是峰值能否看到多少降低的收益不知道
A：推荐看看这本书呢。
Q：多谢。
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