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有关输出端口虚部调整与噪声系数问题讨论
Q：大家好，请问仿真低噪放的时候，如果更改输出端口的虚部，会出现nfmin大于nf(2)的情况，而nf(2)完全不变，只有虚部为0的时候nfmin才比nf(2)小， 请问是为啥？
A：话说为啥要更改虚部？
Q：s21不是很好 想着是先改下阻抗看看效果。
A：那你改端口干啥。
A：改端口阻抗看看匹配到多少比较好？
Q：那不是应该改端口阻抗吗？
A：如果直接改输出端口的虚部会出现这个问题，那可以试试端口阻抗虚部为0，再在端口旁边并联一个电容来等效虚部？
Q：我试试，大概多大量级呢？
A：根据你的频率和想要调的虚部算，目标是让并联的输出port和电容的阻抗等于你之前设置的a+bj。
Q：那跟后级电路做匹配的时候 ，也就带着这个电容了吗？把他当做匹配网络的一部分？调节这个电容的话 ，s参数是有变化了， 不过nfmin和nf(2)完全不变 ，不知道是不是正常。
A：你后级电路的输入阻抗应该是你设置的a+b*j吧？
Q：就是相当于是 并联的输出port和电容 的阻抗对吧？
A：是的。
A：“ 调节这个电容的话 s参数是有变化了 不过nfmin和nf(2)完全不变 不知道是不是正常 ” 不知道了，之前我用这两种方法试过一个电路，区别不是很大。
Q：好的， 感谢。
软件在算s21的时候到底看的是电压增益还是功率增益呢？
Q：软件在算S21的时候到底看的是电压增益还是功率增益呢？
A：S参数的原始定义是电压比，转换成dB形式的话，结果一样的
Q：但如果我中间放一个模拟电路，或者变压器那种，电压增益可以很高，但是没有功率增益。这个时候s21结果会比较差吧，但如果做ac会有比较高的增益？
A：阻抗不同了，功率包含了阻抗。
A：功率增益是按50ohm算的，ac就是gm rout。
Q：前后都匹配好。
A：如果挂个50ohm负载，ac也没有增益了吧。
Q：换个说法，假如中间是一个二级放大器，这两级之间做模拟的那种低组到高阻的电压匹配，整体的输入输出都匹配到50Ω，这样电压增益会有，但是功率在级间基本传不过去，如果s21比ac低不少，是不是认为计算的还是功率增益？
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设计集总元件滤波器怎么提高它的带外抑制呢？
Q：设计集总元件滤波器怎么提高它的带外抑制呢？
A：多级滤波器级联，每加一级理论上带外有20dB十倍频的抑制度，实际应该有十多，或者将滤波器的拓扑结构改一下，拓扑结构会增加传输零点和极点，好久没看了，参考洪家声滤波器设计那本教材。
Q：多谢！
不同阶数QAM调制对EVM测量结果的影响的讨论
Q：有个问题想请教各位大佬：1024QAM和4096QAM的调制信号，经过同一个PA，输出的平均功率相同的情况下，为何用频谱仪解调出来的EVM是不同的呢？4096QAM的EVM会好3-4个dB。
A：理论上应该是差3个dB吧？
Q：这个是为什么的请问，我经过同一个PA，发射同样的功率，信号的信噪比应该是一样的诶。
A：PAPR一样吗？
Q：PAPR的话两个基本一样。
A：随着输出功率增大，PA的线性度会变差。1024QAM的要求的EVM是40dB，4096QAM的EVM要求是在45dB。
Q：老哥，主要是我两个QAM调制的pa输出功率是一样的。比如都是15dBm。但是mcs11是-30dB的evm， mcs13是-32的evm。
A：同一台仪器吗？
Q：是滴，同一个发射机，同一个频谱仪，基本属于同一时间进行的测量。
A：我估计这个PA的饱和输出功率远远大于15dBm。
Q：是的，饱和功率在29左右，有一个朋友是这么说的，我也不确定对不对。
频谱仪的EVM计算，参考点是硬判出来的，在同等较大噪声下，低阶调制硬判正确，能看到真实的大偏差，高阶调制参考点之间距离更近，有可能判错到旁边的点，然后看到的偏差小了。
A：频谱仪自身的EVM是多大？
A：0.5以下吧。
A：测试的时候至少要小5dB以上，比如预估PA的EVM是-40dB，那频谱仪自身的EVM要小于-45dB。
Q：“ 频谱仪自身的EVM是多大？” 自身肯定非常好，测的信号源发的调制信号，mcs11能测到-50多的evm。不会对-30多dB的evm测试结果产生影响应该。
A：那确实够了。“频谱仪的EVM计算，参考点是硬判出来的，在同等较大噪声下，低阶调制硬判正确，能看到真实的大偏差，高阶调制参考点之间距离更近，有可能判错到旁边的点，然后看到的偏差小了” 也有这种可能。
“老哥，主要是我两个QAM调制的PA输出功率是一样的。比如都是15dBm。但是MCS11是-30dB的EVM， mcs13是-32的EVM ” 你这个-30dB的EVM也达不到1024QAM的要求吧？至少要小于-35dB。
我感觉是这个PA的线性度一般，所以1024QAM调制和4096QAM的调制信号都不能有效的传输。
Q：是滴，这个PA的线性度一般，但是不知道为啥频谱仪能测出这样的差别。
A：差了2dB，还好。一个差生，在做两个难度都比他大的试卷A和B，A的难度相对B更大。最后试卷A比B的得分高一点，可以理解。
我估计不同的输出功率点，EVM也应该不一样。也许到16dBm时，1024QAM的调制信号EVM又好一点。
Q：好滴，我明天试一试。感谢。
60GHz功率放大器不稳定原因及解决办法的讨论
Q：60GHz功率放大器工作频带内稳定，全频带在低频段20GHz左右不稳定，采取基极添加小电阻等稳定性措施依旧无法改善，请问有人知道原因吗？
采用的线性化自适应偏置电路提供晶体管基极偏置电流。
请问你了解自适应线性化偏置电路吗？分析是这个偏置电路引起电路不稳定，但不知如何解决。
A：这篇文章有吗？
Q：这篇：
请问你了解自适应线性化偏置电路吗？分析是这个偏置电路引起电路不稳定，但不知如何解决。
A：这个偏置怎么能不稳定，又没有反馈。
Q：没有添加反馈。
A：对啊，不可能是这个偏置的问题，反馈在放大器的cbc中，怎么也不会跑到偏置上去。
A：这个怎么判断的？
Q：用电压源串电阻偏置，电路稳定。
A：将偏置电路用恒压源替换Mu1大于1吗？
Q：嗯嗯。
A：有可能这个环的反馈，把C2去掉试试。
A：用dcblock本来就不对啊，这样你基级看到的是一个很大的电容。
Q：不行。
A：为什么不行，俩个dc都拿掉。
A：我也是一样的想法，把电容去掉，C1可以留下，后面调线性度需要。
A：这个dcblock是1uf。
A：一般是pF级别的啊。
A：c1也拿掉啊，至少不能用dcblock。
Q：还是不行呢。
A：哈哈，去掉先看看稳不稳定吧C1 在大功率时有点用。
A：原理图都放出来。
Q：V波段呢。
A：转换过去，我一般是Sub 6G的，fc固定去换就好了。
A：也不稳定？
A：不稳定就不稳定，不要紧，输入输出都没有匹配，把输出匹配带通匹配一做，自然就稳定了。
A：后面要调，但是开始还是要稳定吧。
A：他这个是低频不稳定，而且是条件稳定，带上输出匹配，低频增益就很低啊，自然低频就稳定了。
A：嗯，低频增益压一下，用高通拓扑做匹配应该可以。
Q：匹配后还是不满足呢？
这里提取了晶体管连线的寄生参数。
A：电阻拉大不行吗？试试拉大一点3欧可能小了点。
A：图二也正常。你本来40g那里就不稳定，输出匹配不含有损耗，自然带内附近不会变化，先把那俩个dcblock拿掉。用实际的带Q值的电感。
Q：换成pdk里的了。
用的10ohm电阻了。
A：pdk推荐偏置电压和你仿真的电压对的上吗？
Q：对的上。
A：这里加个电感试试。
Q：还是不能全频带稳定。
A：改成nH试试。
Q：单级放大电路一定要满足全频道稳定吗？
A：肯定啊，低频不稳定可以串联一个rc并联稳定性网络。
Q：那级联起来以后，还需要吗？版图仿真有寄生电阻这些。
Q：高频呢？
A：高频可以并联一个RC串联网络。
Q：对噪声影响大吗？
A：有一点影响，可以放第一级输出级 或者第二级输出级
Q：共栅和共源对稳定性有影响吗，我共源可以让很宽的频道内都绝对稳定，但是共栅就只有一半。
A：cascode嘛？
Q：没有，分开的单独尝试了一下。
A：单独的共栅没做过。
Q：这个用的很少对吧。
A：确实比较少见。
Q：“ 高频可以并联一个RC串联网络 ” NB，确实相当管用，感谢大佬。
巴伦的这插损公式是怎么推导出来的？
Q：请教一下各位大佬，巴伦的这插损公式是怎么推导出来的呢？
A：就功率合成，相当于功分器一样的
Q：多谢多谢！
ADS集总滤波器原理图转版图设计讨论
Q：请教下各位大佬，ADS里面集总滤波器的原理图设计，怎么转化成平面螺旋电感和MIM电容结构的版图设计呢？
A：原来做mmic的时候，方案不一定最优，我的方案是将ADS里面的集总参数和pdk里面的版图参数(电容长宽，电感匝数半径宽度)用S参数去拟合，拟合出S参数基本一致就好了，给出一个初始值，后面整体版图会做二次优化。可能有大哥有更好的方案。
A：这个要准确的话得做em仿真，或者在hfss里面仿真号导出S2P文件，高频下会差很多，
Q：多谢多谢！
做手机PA和rfic可以相互转不？
Q：做手机PA和RFIC可以相互转不？
A：手机PA？板级的吗？
Q：芯片级啊。
A：那没什么区别，RFIC包括PA。
Q：RFIC用的是CMOS呢，手机用的是化合物呢。
A：不同的概念。
A：需要熟悉Cadence仿真软件吧，另外RFIC对模拟电路要求多一点。
Q：嗯，你认为呢，还是不相通嘛，就是还是不好转嘛。
A：Si主要还是成本优势和单芯片吧，路线和化合物不一样。
A：你要是用Cadence流过片，还是好转的吧。
A：从电路设计的角度，没什么本质区别。当然要是研究器件，si和gaas有很大的区别。
Q：化合物能用的地方感觉是不是还是局限一点。
A：我认为自己擅长的就是最合适的，我也毕业不久，群里的前辈更有发言权。
A：不要过早定义擅长什么，也许只是没接触过，我觉得RFIC CMOS挺好的。
A：化合物目前是在几个领域不可替代。THz高频，射电/量子的低噪，航天高可靠，部分民用低功率场景。Si主要受限于材料，性质，间接能带，低电子迁移率。和逻辑/模拟好集成，主流市场必然是CMOS的。目前成本上也不好说谁高，毕竟SOI-RF或者Finfet掩膜也不便宜，而且本身RF出货量也没有逻辑/模拟那么大。平均下来6寸/4寸的晶圆也不见得不可接受。主要还是良率，化合物毕竟做的还是少，良率是比较吃亏的。
Q：赞
跨导Gm随频率的变化，应该怎么仿真？
Q：请问一下，跨导Gm随频率的变化，应该怎么仿真？
A：电流求导呗。
A：Re｛y21｝不挺好吗。
Q：嗯嗯，看了下H21是Iout/Iin，Y21是跨导用SP仿真的话，可能会破坏原来电路的工作状态。要不破坏工作状态的话，是要用iprobe探针看ac？
A：那Cadence id如何对Vgs求偏导呢？是要让Vgs设为横坐标，id为纵坐标，再用deriv函数么？
Q：我是这样做的。
cadence函数不清楚，ADS是diff函数。
A：啊？有点懵啥叫破坏工作状态，我做dc的时候是取了点，matlab做多项式拟合，直接求导。并不是很信任各种内建函数，而且我脚本写的很烂，一直没好好学习下skill。
Q：哦哦，然后选定一个偏置电压Vgs，扫频是么？
我的意思是：在正常电路工作的时候，管子漏极不一定是直接接port的，在漏极直接加port看Y21，电路就不能正常工作了。
A：漏级可以接个偏置吧。
A：emmmm，没事，工程嘛，工作就行。各家有各家的干法。（主要是现实测量都是测S参数，我一般能从S参数读就不读电压电流）。
Q：谢谢大家的解答。
有关选择不同通信技术接收机类型的考量
Q：专家们问一下，wifi/bt/gps/uwb/2g/3g/4g/5g分别用的是什么种类的接收机，零中频，超外差？为什么这么用？
A：专家谈不上，这个是校招常规问题，你所说的的都是移动通信类的，移动通信追求更高的集成度更低的功耗和更便宜的成本，所以用零中频，一方面不用镜像抑制滤波器既节省成本又节省空间，另外零中频更好的动态范围，可以让用户体验更佳，还有就是零中频功耗更低，可以增加续航能力，超外差有更低的接受灵敏度，零中频可以用基站加大功率方式去弥补，其余的看前辈补充了。
超外差一般用在军工射频系统，比如雷达系统，他们追求的是更大的探测距离，需要探测更微弱的回波信号，需要更好的接受灵敏度。
Q：赞赞赞
当实际PCB与仿真结果差异大时如何进行调试？
Q：各位大佬，做的功放，加工回来的PCB与仿真差别太大，怎么调试？感觉能调的地方太少了。
红色是仿真，蓝色是实测。
A：功率出不来？
Q：是的 仿真41dBm 实测38.7dBm。效率也上不去。
A：调匹配吧，什么叫能调的地方太少。
A：“仿真41dBm 实测38.7dBm” 感觉也差不多呀。
Q：这个就是输出部分的匹配仿真与实测。
A：确实，感觉挺准。
Q：主要是效率差的多，仿真PAE78，实测60多，哪些地方可以调试呢？
A：功率输出差不多一倍了，还是恐怖的。
Q：是的。
A：效率60多还可以吧，就是功率没出来。你看管子资料输出功率多少，有时候仿真偏大。
Q：饱和13W。
A：那确实低了点。
Q：这种PCB一般都是怎么调试？
A：在输出加对地电容。
A：这射频供电是不是有问题啊。
A：电容后面是啥？1/4波长线吗？你底下加热沉了吗?太烫了功率也会掉，1/4波长线上那一坨是什么？
Q：对，加了，是焊接电容的。
A：你这频率多少？
Q：2.4G。
A：2.4G很少用1/4波长的，直接用电解电容肯定是不对的。
Q：这个是大的电解电容，用来吸收电源纹波的，防止电路自激。
A：“ 2.4G很少用1/4波长的” 这个是为什么？
A：太长。
A：这个用的有1/4波长吗？
Q：对的。
A：差点没太大关系吧。
Q：没达到预期效果，就有点不死心，想试着调一下。
A：你直接用仿真匹配的这种短路开路线，一点也不调，做出来很难跟仿真一样，实际肯定得调一下。
Q：对，但是这加工出来了有偏差，就不知道怎么调试了。
A：你可以先装一个锥形电感试试。
Q：在供电上？
A：找个几p电容试试呗。
A：看着确实没啥调的东西，仿真的时候叠层和实际做的有差异的，尤其是pcb。
Q：这个就是双层pcb 看着没什么差异吧。
A：加工有误差，焊接也有，不可能一样的。
A：拿个电容并联到地，移动试试。
Q：就是觉着差的太多了。
A：调试是必须的，搞射频的都得是刀客。
A：一刀下去就成了。
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