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散射参量为什么这么定义？
Q：请问这两个公式是怎么定义的？ 怎么推导出来的？
Q：为啥这么定义?
A：这个已经是从入射波和反射波的归一化公式推导过来的了。
Q：非常感谢！
Q：想请教一下嘉立创打的FR4的话就不是铜基板是嘛？就只有表面的一层锡。
A：铜的，表面的锡厚度可选，一般人一盎司或2盎司，去年好像出了沉金。
Q：好的好的 感谢！
Q：请教大家个问题，测功放的时候，功放和驱动功放之间是不是最好加个隔离器，这样比较能测准功放的输入功率？
A：你是要测试末级功放输入功率嘛？
Q：是的，但是驱放和末级之间会不会可能反射太大，我直接把驱动的输出当作末级的输入这样合适嘛？频谱仪测驱动的输出当作末级的输入？
A：直接拿网分作为输入，输出端接衰减器后接网分另一端，测S参数就可以得到功放的增益。
Q：网分输入不够。
A：加个小的放大级加个限幅的。
Q：“但是驱放和末级之间会不会可能反射太大，我直接把驱动的输出当作末级的输入这样合适嘛？” 对我就是说这个，就是直接把驱动输出当作末级的输入行不行
A：加隔离器是为了安全吧，也不是为了测更准吧，源固定，调前级的输出，测前级后面的（也就是末级功放的输入）应该就行。
Q：好吧，明白了，谢谢佬
功放仿真时电容如何选择？
Q：佬们，请问仿真功放时直流偏置电源处要并联一个大电容和一个小电容平滑电压和滤除高频分量吗？
A：要，大电容选择电解电容，小的选择陶瓷电容，大电容滤除低频噪声，小电容滤除高频噪声。
我们还可以设计的完美一点，在电源输入端加入一个或多个电感，形成一个 LC 滤波器，来改善电源的稳定性。
Q：能不能只选一个大电容啊？因为大电容既能滤低频又能滤高频。
A：大电容在高频下阻抗相对较高，可能无法有效滤除高频噪声。选择一大一小能覆盖较宽的频率范围。
Q：谢谢佬，明白了。
Q：大佬们，请教个问题，一般要设计裸片的低噪放模组，画版图的话，用什么软件设计？
A：用Cadence Virtuoso 或 Mentor Graphics Calibre。
Q：Allegro可以吗？
A：不可以设计裸板。
Q：裸片连接要拉金丝线，这种是不是还得去HFSS里面整体仿真一下，裸片放置的话，可以直接放在基板上面吗？因为之前有看到demo板是嵌在基板里面的。
A：如果设计复杂，尤其是高频信号或 EMC 要求较高，需要 HFSS 来模拟金丝线的影响。因为金丝线可以像天线一样工作，可能会导致信号完整性问题或辐射干扰，裸片一般可以放置在基板表面。如果是提高散热或减少信号干扰，裸片可以嵌在基板里面，但这种做法相应的成本就高了。
Q：好的 谢谢哥。
Q：IMD3在5G-6G使用的情况里通常是多少啊，有最差吗？
A：没有最差这个说法，因为这取决于设备的具体用途及其所处的工作条件。如果IMD3水平过高，意味着设备的线性度较差，可能会导致信号间的干扰增加，进而影响通信质量。在某些情况下，IMD3可能需要低于-40dBC（相对于输入信号）。然而实际应用中的要求可能会更高或更低，具体取决于设备的工作环境和应用需求。具体问题具体分析。
Q：明白了！！感谢！！
Q：想请教大佬们一个问题 一个宽带射频输入信号 6-18GHZ 要它的中频输出在1.3-2.3GHZ采用开关对射频输入进行分频6-12 12-18Ghz 它的本振频率应该怎么选择呢？ 这个也不是一一对应的关系 。
A：分两种情况，6GHz~12GHz,LO 应该满足 IF=RF-LO，所以 1.3≤RF-LO≤2.3。以最小的算，LO=RF-1.3，以最大的算，LO=RF-2.3，所以 LO 的范围应该是 3.7GHz≤LO≤10.7GHz，12GHz-18Ghz 的同上。
Q：懂了 谢谢哥。
Q：有问题 想问下各位佬。 我看做放大器的时候 喜欢用四分之波长的微带线 做偏置电路，然后在后面并上旁路电容做理想地。 这个ADS仿起来倒没问题 ，但是后面放进放大器设计里 会接一个DC电源， 这个对于AC信号来说 已经是理想地了 那这样在ADS的仿真里 旁路电容岂不是没有实际效果？
A：做窄带的功放四分之一波长当偏置还行，做宽带的功放就不是严格的四分之一波长，偏置也要参加匹配。
A：仿真时的电源是理想的射频地。但实际电路，电源跟放大器有距离，地就不是理想地了。旁路电容不光滤波，也是实现内外的隔离和去耦。
Q：喔喔 明白了 非常感谢！
Q：请问有用过RMS检波器的朋友嘛？这个检波器和包络检波器输出的波形有差别嘛？看了网上的一些介绍，说RMS是功率检波。
A：RMS 检波器测量的是信号的的均方根，用于测量信号的整体能量或功率水平，两个检波器的输出波形有差异，工作原理不同
Q：波形差别在均方根上，是吗？
A：不是。差异是它们所代表的信息类型上。一个是信号的瞬时幅度变化，一个是信号整体能量或功率水平。
Q：感谢感谢！！
A：包括检波器用于频率相对较低的信号，RMS 用于宽带信号，包络，看你的信号类型选择。
Q：好滴！！
Q：佬们 想问个问题。在做板级放大器的时候，看文章他们能在1-3G 效率高于60%。我在ADS里试了下 实际也有很高的效率，但我发现S11 很烂。尽管我知道功放为了最大的功率和效率 不是用的共轭匹配，但是否有一个最低标准，比如-10dBm? 按照我的理解 文章里1-3G 效率高于60%的前提是S11也同时低于-10dBm，但我发现这有点难做，所以怀疑这个理解是否有误？（文章里并没有贴出它的S11图）。这是一篇文章的案例：
A：大宽带，又高效率，明显很难做好匹配。没有贴出，更说明s11很差了。
Q：那是否有一个标准啥的 ，不能就只看大信号 不看小信号吧。
A：没有一个固定的最低要求，因为这取决于具体的应用场景。例如在一些情况下，S11>-10 dB（意味着回波损耗大于-10 dB）可能是可以接受的，而在其他情况下，则可能需要更好的匹配，比如S11>-15 dB或更小。
A：为什么效率高于60%前提是s11低于-10dB？
Q：按照我的理解，S11 太差的话，进入的信号都会被反射回来了。
A：这个效率不是指AC/DC吗？
Q：嗯嗯， 我看他们文章里写的工作带宽，就是以效率为衡量标准。但是真的不用管S11 的好坏嘛，我就是疑惑这个。
A：功放的效率是看直流转换射频的效率。
Q：是的，这是大信号下的分析，我想问的是对于小信号下的S11有没有什么特别的要求。
A：如果匹配好的话，效率会高一点。大功率，大宽带下，很难做匹配。看客户需求吧！满足要求的情况下，肯定想把指标做好。
Q：好的 非常感谢 我再看看。
Q：向大家请教一下整流电路阻抗匹配的问题。我现在需要用一款国产的二极管搭建一个二倍压整流电路对915MHz的功率信号进行整流并得到一个较好的整流效率。目前遇到的问题是这一款射频二极管厂商没有提供详细SPICE模型以及其封装的寄生参数，我无法采用在ADS中先建立一个相对准确的二极管模型对其进行仿真的方式得到这个整流电路在特定频率和功率下的等效阻抗并对其进行阻抗匹配。
我目前正在尝试的方案是：先做一版未加阻抗匹配的整流电路实物出来，利用矢量网络分析仪实测其S11参数和等效阻抗，然后根据这个实测得到的阻抗值在ADS中进行阻抗匹配，再由这个匹配好的匹配网络重新制作一版带阻抗匹配网络的整流电路接在矢量网络分析仪上实测其匹配效果。因为我用的是分立器件电感和电容做的阻抗匹配网络，所以在实测的时候可以拆焊器件对阻抗匹配网络进行微调。
但是在实际测试过程中发现，带匹配网络的整流电路实测结果中的S11曲线偏离目标频点较多，且匹配效果很差，找了一些规律进行调整一直没有在目标频率点附近调出一个比较好的S11曲线。请问大家有类似的实测调整经验可以分享吗？然后我这个测试方案是否存在问题呢？大家对于这种没有办法仿真来做匹配的问题有其他解决方案吗？
A：可以先对封装管子建个模。
Q：这家厂商没有提供相关的封装的寄生参数，它是SOT-23分装的，我只能参考同类型封装的有相关信息的二极管的寄生参数模型，但是不知道不同厂家的封装寄生参数是否相同。
A：方法基本是合理的，如果有条件的话可以尝试使用带有自动元件选择功能的VNA，这可以更快地找到合适地匹配网络。
Q：好的谢谢，最主要的一个问题是我在实测调整匹配网络的过程中(就是买了几本村田的电感电容本用来不断跟换电感电容的值)，一直没有调整到一个比较好的S11参数，我认为可能是我的调整规律找错了。
A：使用精密的电容电感试试。
Q：好的，我之前的几次测试的时候没有仔细考虑匹配网络之间的连接线以及匹配网络和后面整流电路连接线的影响，准备重新做一版，到时候更换精密电容电感再尝试一下。
A：最基本的VNA 的正确校准，还有要把测试夹具（探头，连接线）对测试结果的影响做到最小，还有如果二极管在大功率条件下工作，那应该考虑在大信号条件下进行匹配。
Q：嗯嗯，我希望的工作条件的确是大功率情况，在10dBm及以上，请问在大信号条件下匹配的设置有什么不同吗？如果是有模型的二极管，我在ADS上仿真的时候可以直接设置大信号仿真来做匹配，但是现在没有模型仿真的话目前我只能通过在矢网上设置好信号源功率值测未匹配的整流电路的等效阻抗，这得到的是在这一特定功率和频率下的定值，然后再借助ADS中的S_Params这个工程模板中匹配的，请问我这种方式进行大信号匹配有没有问题呢？我就是实测好阻抗后再在这里面匹配的。
A：在大信号条件下匹配二极管与小信号条件下有所不同，是因为二极管在大信号下的行为会更加非线性，并且其阻抗随信号幅度变化而变化。方法没有问题。但有几点需要注意。
在使用VNA测量整流电路在特定功率和频率下的输入阻抗时，确保你在测量时使用的功率水平与实际工作条件相匹配，这样才能准确反映二极管在大信号条件下的行为。
将从VNA获得的数据导入到ADS软件中，会以S参数的形式导入，确保数据格式与ADS的要求相符，并且频率范围覆盖了你关心的频率区间。
最后，在ADS中利用S参数数据来模拟整流电路的行为，并进行匹配设计。可以使用ADS提供的自动化匹配工具，如Smith Chart，来帮助找到最佳的匹配网络配置。
Q：好的，非常感谢您的分享。由于二极管的非线性特性，我先在没有匹配的情况下测试其构成的整流电路的等效阻抗，这个时候由于没有匹配，实际上进入到整流电路的功率值其实很少，此时测试出的等效阻抗也是在一个远低于目标功率下的等效阻抗值；当我根据这个条件下测试好的阻抗值对其进行匹配后，有更多的功率信号进入后面的整流电路，但此时后面整流电路的等效阻抗也因此发生变化了，那么在原来的测试基础上做的匹配网络的匹配效果其实没有那么好了，请问前辈这个问题是不是也是实际匹配过程中产生偏移和效果差的原因呢？有没有办法解决这个矛盾呢？
A：对自动调谐技术或宽带匹配技术有了解吗？
Q：自动调谐技术目前没有了解过，宽带匹配是不是类似于阻抗压缩技术那种，如果是这个的话只了解过一点，没有深入学习过。请问这两个技术可以解决这个问题吗？我去学习了解一下
A：自动调谐就是使用调谐或可变参数的匹配网络，可以在运行时调整匹配条件以适应二极管动态电阻的变化。宽带匹配不推荐。这个可能需要在效率和带宽之间做出妥协。
Q：请问这个意思是把匹配器件的参数设置为一个变量，然后把这个变量设置成Tuning模式，然后在匹配过程中调整吗？
A：理解正确，你今天问的这个问题挺有难度的，可以写篇论文研究下了。
Q：好的好的，再次感谢您分享的思路，给了我很多启发。
A：客气。你这个匹配的后续问题可以在发群里，我们可以在探讨学习下。
Q：好的好的。
Q：请教一下大家，PLL环路滤波器 怎么测量来估计环路带宽，或者有没有 锁相环、环路滤波器 设计相关的资料呢？
A：可以用 Bode 图来分析，在Bode图上，环路带宽定义为增益下降到0dB以下3dB处对应的频率点。
Q：ok 谢谢大佬。
这是数据手册里，分立元件搭的锁相环，显示环路带宽是1M，想问下这个能否根据里面二阶有源滤波器对应的R、C来估计，如果要微调环路带宽，器件怎么取值？
A：环路带宽可以通过调整环路滤波器中的电阻和电容值来进行估算和调整。具体怎么取值涉及无阻尼自然频率的计算。这个要用到几个公式，不知道你有无了解。
Q：不了解 大佬您讲讲吧。
Q：这是我看得最接近我的环路滤波器版本的论文，只是它这里面的取值，和论文里的图片根本对应不上。
A：你这个是有源滤波器。
Q：对，我想怎么来微调电阻、电容 来改变环路带宽，这里的规律不清楚。
A：有源滤波器可能要比无源的二阶或者一阶的复杂好多。
Q：是很复杂，我想着能不能定性分析下，比如改变反馈处的电容、电阻，对带宽带来什么影响。因为实际做实验用的是二阶有源滤波器。
A： 如果环路传输函数是二阶的 我觉得哈不用看环路带宽和相位裕度 直接看阻尼系数和固有频率好一点，高阶的可以看BW和PM 上面公式里面有 wn 和克赛 你改变它们等式的物理量应该就可以改变 超调量和稳定时间。
A： 假设你想将环路带宽从1MHz调整到2MHz，并且选择阻尼比 0.7，可以这样计算：
通常情况下，阻尼比取值在0.7到1之间，以获得良好的稳定性和响应速度。
Q：这里0.5是怎么来的呀 1M/2M吗？
A：对于二阶系统，环路带宽与无阻尼自然频率的关系近似为下面这个公式：
Q：嗯嗯，明白了 ，谢谢大佬解答！
以上就是本期全部问答内容了，这期中的问答哪个是您心目中最精彩的呢？欢迎投票，我们将对精彩问答送上纪念品一份：
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