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关于功率放大器的负载匹配与驻波比讨论
Q：功放只要功率能出来，输出端的驻波不重要吧？
A：可以这么认为。实际应用是在PA输出端接是50Ω负载测的指标，很少去看功放输出口的驻波.
Q：慧智微这篇文章《5G射频PA的Load-line与Load-pull》中，实现射频功率最大化输出用到的就是“最佳负载匹配”，而不是用来最大化传输已有功率的“共轭匹配”。因为不是共轭匹配，所以要是测试个驻波比S22，也不会很好，是吧？
A：输出功率不同，S参数不同，这个所谓驻波比测出来有啥意义啊？
Q：那负载牵引拉出来的匹配网络，最后的驻波比大概在多少？不管测试不测试。
A：-7dB左右，经验值。
Q：多谢
关于使用传输线进行相位移动的讨论
Q：有没有懂传输线的同志呀，对于无损传输线，如果用1/4λ实现90°的相移，那可否直接用1/2λ实现180°相移呀？
A：可以，窄带。
Q：多窄的？100M带宽可以嘛？
A：忘了，不过贼窄。
Q：为啥呀，1/2λ不能等效成2个1/4λ传输线嘛？
A：10%*fc。
频率一变波长就变了，理论上你只有那个频点移的是那个度数。
Q：谢谢各位，我思考一下
关于毫米波频段链路级间匹配方法的讨论
Q：请教一个问题，链路的级间匹配在毫米波频段一般用哪种方法比较合适，上面是tank输出直接直连到后级输入，下面是用XFMR连接。
A：transformer带宽更宽应该，而且面积大的话也基本1.5个电感面积就实现了。
Q：那对于窄带应用来说，不用变压器也是可行的吧~
A：对呀，带宽要求低肯定尽量简化，变压器设计很麻烦，还对寄生比较敏感。
Q：好的，谢谢大佬，那就看情况用。
ADS和Cadence咋联合一下，必须要root吗
Q：大佬们，ADS和Cadence咋联合一下，必须要root吗？
A：有动态链接，不过需要特定的版本配合，ADS和Cadence 好像不是随便任意两个版本就可以的。
Q：好的，谢谢。
关于确定原理图中变压器同名端的讨论
Q：请问大家 如何判断原理图里变压器的耦合同名端？比如说这个图里，把这个电感的同名端换一下可以吗？
A：同名端就是有个点那端，你换一下也可以。
Q：为啥命名叫同名端。
A：只不过把gm boost变成gm buck了。
Q：换一下之后 仿真结果变得很不一样了。
A：那当然了。
Q：好像只有完全差分的时候，换同名端才不影响。就是我想问下如何确定同名端的位置。
A：根据原理啊，你需要耦合的极性gate和source肯定需要相反啊，给gm做boost。
Q：那如果是同向的信号传输就不需要相反吗 比如级间的变压器匹配之类的。
A：嗯呐。
Q：OK 感谢。相当于就是信号极性相反的地方，耦合的时候， 同名端需要反一下对吧？
A：对可以这么理解吧。 这个就是gain boost的思路用耦合来实现，相当于模拟里面那个-A的放大。
Q：上面这个图这个应该是通过耦合实现自举开关吧？
A：这是gm boosted CG应该是。
Q：对的，是低噪放的结构。
A：你刚刚说换同名端是这几个电感相对极性不变的换，还是只换了一个。
Q：只换某一个 就比如把其中的某一个上下颠倒，因为我理解的话 如果全部颠倒 跟没换是一样的。
A：那肯定性能变捞了，只不过把gm boost变成gm buck了。
Q：确实。
关于ADS版图联合仿真大信号不收敛问题的讨论
Q：ADS换完版图做联合仿真，大信号不收敛怎么办呀，HB的设置也更改过了，没有解决。
A：直流对不对？你把版图频率设置加上0Hz 和二次三次谐波的频率。
Q：直流的电压电流都对的，版图em仿真设置加上了的。
A：可以试试，加个options控件，在卷积一栏的高级那里选个迭代算法。
Q：好的我试试。
Q：请问下为什么跑emx的时候要加上二三次谐波呢。
A：模型算功率效率的时候会根据阻抗线去算，不带二三次谐波的话ads会外插，很容易不收敛。
为什么SAW规格书都不标Q值？
Q：各位前辈，有做SAW的吗，有一个小小的疑问，为什么SAW规格书都不标Q值？知道的交流下哈，谢谢。
A：Q直接映射射频指标带外抑制和插损了。
A：q值是单个谐振器的，整体的滤波器测不了，只能从性能上反映谐振器q值水平。
Q：这么一说有点概念了，那厂家对自家的谐振器Q值应该是了解的吧？
A：那肯定啊。
Q：SAW的Q值一般是多少，国产的在这方面有差距吗？
A：这个我不知道，我做BAW。
Q：好的，谢了！BAW的Q会高很吧，一般是多少？
A：频段不同q值也有差距的，越往高频越低。各厂水平也不一样，结构不一样，q值也不太一样。一般是比SAW高点吧，不过现在也有高q的SAW结构。
Q没法衡量。
Q：学习到了。
A：从滤波器的级数和插损， 有人也用这个公式算出resonator 的Qu，可以做一个参考：
Q：谢谢。
关于S21增益正常但瞬态输出电压波形异常低的问题讨论
Q：请教个问题，为什么我的S21增益是有的，大概15dB左右，但是瞬态tran的输出电压波形怎么比输入低不少，下图红色的是输入，粉色的是输出。
A：你看一下voltage gain。
Q：我发现电压增益比较低，电流增益高。
A：你這是TIA吧？
Q：不是TIA 是一个RX小系统。
A：你看看输入输出端口阻抗，应该是输出端口阻抗比输入端口阻抗小很多。
Q：谢谢提醒，我的输出端口确实阻抗比较低。
关于IQ正交输出相位判断的讨论
Q：还想再请教一个问题，IQ正交输出是看S参数的phase还是看AC的phase，我看这两个结果不太一样，我看论文里面都写的是S参数的phase，但是仿tran时候，相位差好像是和AC的是一致的，摸不到头脑。
A：相控阵？
Q：对 。
A：我是看s参数的相位。
Q：我刚开始设计的时候也是看的S参数，但是跑tran的时候，信号相位差和AC的结果是一致的。
A：我没跑过tran仿，周一我去试一下。
Q：OK 。
关于微带线拐角处连接元件的方式讨论
Q：请问各位大佬，微带这里拐角处直接接元件和先走一段直微带再接元件两个有优劣嘛，哪种好一点？
A：用0.5-0.6斜切率左右的切角会好一点，不连续性会比较小。
Q：好的，感谢。
关于计算共存干扰及预算B1主频与杂散对GPS的Desense大小的问题讨论
Q：专家们，问一下，如何计算出共存干扰，预算出B1主频与杂散对GPS的Desense大小？，如知道LTE B1 主频发射功率，对应GPS杂散 和隔离度？
A：从PA规格书看落在GPS的Noise有多少，看PA输出路径和器件对GPS的隔离有多少，看B1天线和GPS天线的隔离有多少，然后用灵敏度计算公式计算。
Q：嗯，我说的GPS杂散指的是你说的这些Noise。
A：按照灵敏度计算公式计算，没有干扰时计算一个值，有干扰时计算一个值，想差就是Desense大小。对于有干扰时的计算，就是按干扰频段落在目标频段的能量大小，具体就是干扰情况下可以理解为把底噪抬高了，底噪变成-174dBm/Hz 和 干扰频段落在目标频段的能量和了。
Q：哦，这样直接计算有干扰和无干扰的C/N值差就可以。
请问PA怎么做调试啊
Q：请问PA怎么做调试啊？
A：电源、输入匹配、输出匹配，如果有模型还可以仿真看看。
Q：如果，我用a电感的时候阻抗能保持在50欧，然后换了b电感之后阻抗变了，这怎么分析，家人们。
A：a电感和b电感是什么意思。
Q：不好意思，没说清楚，就是换了其他厂家的电感。
A：同样的电感值么？
Q：对，
A：更换电感的时候需要看看承载电流，尤其是输出端，如果不够的话会烧掉。
精度q值等效电阻。
Q：如果我要验证我买回来的电感各项指标是否符合自己的需求要怎么测呀？家人们，用什么仪器呢？
A：电感的参数一般厂家都给标好了，使用仪器也最多看一下电感值，没有多大意义。
Q：靠谱，假如我设计的A天线无源性能要比B天线好，但是上到整机之后发现A天线表现的要比B天线差，这个会是什么原因家人们。
A：是不是阻抗匹配的问题。
Q：板是一样的板。
A：我的理解可能是板子的输出阻抗可能和B天线更匹配一些，我的理解也不一定准确哈。
Q：好的 ，谢谢大神。
A：不同厂家标的一样感值实际不同频点射频性能不同是很正常的，这个如果更换有差异可能需要做敏感性测试，或者指定厂家，测S参数就能测出来不一样。
Q：单独电感的s参数怎么测呢，搞个开发板焊上去接两头？
A：厂家会给s参数文件吧，直接能看。
Q：自己测呢?
A：拉到ADS里仿真一下呗，到他们官网下载文件。
Q：谢谢。
关于宽带LNA输入输出阻抗匹配问题的讨论
Q：大佬们，一个宽带LNA输入输出没有进行阻抗匹配到50ohm，但是输入输出接到50ohm的端口测出来的各项性能还不错，那还需要把输入输出阻抗匹配到50ohm吗？如果匹配的话反而很难得到很好的增益平坦度，所以50ohm匹配是必要的吗，还是说阻抗匹配只是达到性能的一个工具，性能足够就不需要匹配了？
A：不是完全必要的，你 LNA输入是要看 NF，50 欧不一定最好。
那lna的s11比较差怎么办，只有-2dB左右。
Q：可以这么理解吗，阻抗匹配只是为了性能好的一个工具，如果在接50ohm端口后性能已经足够，那就没必要匹配了吧?
A：那肯定不行啊，你前面接个开关不炸了？LAN也要接天线。
Q：我看一些论文做的超宽带也是-2 -3左右，实际应用一定要做到-10嘛？
A：-3你考虑过那些设计天线的吗，做到-10这基本是必须的。
Q：有时候s11会和噪声有比较大的矛盾。
A：你 s11 s22 很差会影响级联性能。
A：匹配的太差浪费能量啊。
Q：那做宽带的话 怎么平衡s11和噪声呢？
A：多宽呀？有时候为了噪声，你 s11 两边可能-8 -7，但是中间基本要-10 以下。
Q：哦哦这样的 明白啦，150%。
A：哦，那确实很宽了，你这个就很难搞了，那就考虑用开关切换吧。
Q：确实 感觉实际应用应该用不了。
A：单级150%吗？
Q：三级。
A：分成2个频段用开关切一下。
A：s11很差的话，会打坏天线的，你说接上50欧负载性能还不错？那是不是说明这时候已经匹配上了？你有看过这个时候的s11吗？ 你说的性能还不错，是指哪方面？
Q：没有，我和前面群友一样的问题，s11炸了，我是-3db，除了s11其他看起来确实都还可以，没做匹配。
A：这样我觉得是没啥意义，s11太差了。
Q：所以还得重搞，我想试试开关切频段的方法。
A：即使你的增益平坦度和噪声都不错，s11 差到一定程度，你还要看下稳定性了。
Q：好的，感谢大佬。
共栅管的交叉耦合电容应该如何仿真？
Q：大家好 请问共栅管的交叉耦合电容应该如何仿真？我这么连接的话，仿真出来没有出现类似中和电容的两个峰。
A：输入加一个单端转差分，看不懂，这个就是俩个晶体管啊，输入不应该在栅极和漏极吗。咋这样画呢？
Q：共栅管的话是源级输入信号吧。
A：共栅极加这俩个电容没有啥用呢？中和电容就是中和cgd的，你栅极接地，还中和啥呢？有论文支持么。
Q：主要是不知道电容的值应该怎么确定 像CS的中和电容的话 会出现两个峰值。
A：先把你原理图的俩个dcblock拿掉，栅极那边的；再把输入和输出换成差分试试看，这个不是中和电容技术。
Q：好像还是不行。
A：应该是：
A：这个是为了调匹配吧？
这个才是中和电容，做高频电路可以提高增益。
A：是的，这个是模拟中反馈那一章提到的gain-boosting。
Q：好像不是 是为了提升增益的 文章里我看写的是“共栅极放大器的源极和栅极之间加入交叉耦合电容，可以提升共栅极放大器的增益，同时降低其噪声系数”。
A：哦，可能是对噪声有好处，反馈过来的噪声和输入处的噪声相位是相反的，可以抵消。
A：你再仔细看看论文，这不是中和电容技术，是负反馈电容，所以论文也不提稳定性这回事，只提到了gain-boosting。
A：中和电容的值也对稳定性影响挺大。
Q：嗯嗯，但是就是怎么确定这个的值呢？文章里看好像没有写具体怎么确定这个电容的值。
A：我就不研究了，我就大概看了一下，看这个公式。
当CC=0.跨导只有gmi，CC足够大，跨导变成2gmi，所以要比cgs大很多。大概就是这样子。由于这是个反馈所以这个共栅管的栅极不能用dcblock接地，否则这俩个电容都接地，发挥不了作用，同时输入输出需要用单转差分和差分转单。大概就是这样子，你按照论文来就可以了。主要研究跨导增益和噪声因子就行。
Q：噢噢好滴，感谢我研究一下。
关于EM仿真中传输线网格选项的影响讨论
Q：请问em仿真里面 这个传输线网格的选项勾选和不勾选有区别吗？
A：需要更新一下model，layout里面的pin和model不对应，勾了更准确，不勾也区别不大，这个是用来设定传输线在非传输方向上的网格数的。
A：你们怎么什么都知道！
Q：感谢感谢！
关于版图实际电容和电感特性与理想值的比较讨论
Q：请教各位一下，版图实际的电容和电感的特性是比理想的通常偏大还是偏小呢，还是看各个不同的工艺而异。
A：电感不是很清楚。MIM电容跟工艺有关，电容一般都是偏小，MMIC上的介质一般都不是单晶的，有缺陷。厚度比晶格质量好控制得多，所以偏大的情况不多见。
Q：好的，谢谢。
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《射频技术百问百答》
