DOI: https://doi.org/10.1364/PRJ.427393
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微波滤波器是射频（RF）接收器中不可或缺的构建模块，对于雷达、无线通信和传感等众多应用至关重要。MPF系统到芯片级平台上的集成已经由纳米光子制造技术的进步驱动，其被称为“集成MPF”（IMPF, integrated MPFs）
迄今为止，集成MPF已经取得了相当大的进展，主要基于微谐振器（MRR），马赫-曾德尔干涉仪（MZI），波导布拉格光栅，微腔光梳，片上受激布里渊散射等的不同方案。这些工作都证明了IMPF在占地面积小、重量轻和可扩展性方面的固有优势。然而，在大多数报道的集成MPF中，只有无源元件被集成在芯片上，而所有必要的有源器件，包括激光器，调制器和光电探测器（PD），都是片外分立器件的，且基于光纤连接。这样的集成MPF的整个系统仍然是复杂的，具有高功率耗散和对环境波动的敏感性，从而限制它们在真实的RF系统中的部署应用。因此，更高的光子集成度成为实现IMPF的更高需求。InP平台虽然可以实现IMPF所有有源和无源器件的单片集成，与大传播损耗相关的问题严重限制了基于平台的MPF的滤波分辨率，而硅光子平台虽然提供较低损耗、高集成度、工艺成熟和CMOS工艺兼容的特点，但由于间接带隙，芯片级激光源一直没有用于单片硅基的MPF。面向对于下一代射频应用和现代频率捷变RF环境，IMPF需要在满足滤波特性：sub-GHz带宽、大抑制比（ >40 dB）和高频带（ ≥18 GHz）的同时，可实现重新配置尤其是具有带通/带阻可切换响应。2021年，北京大学王兴军团队提出并完整演示了全集成的高性能MPF，该IMPF是通过InP芯片级激光器和由双驱动马赫-曾德尔调制器（DDMZM）、高 𝑄MRR和PD组成的单片硅芯片的混合集成来实现的。IMPF的滤波响应可以通过控制DDMZM的直流偏置电压在带阻和带通功能之间灵活切换。对于带阻滤波，实现了3 ~ 25 GHz的宽频率调谐范围和380 ~ 450 MHz的窄3 dB带宽，沿着具有 >40 dB的高抑制比。对于带通滤波，频率可调范围和3 dB带宽分别为3至21GHz和360至470 MHz。光子器件|面向下一代无线通信，高度可重构的微波光子滤波器正是该工作的IMPF系列衍生，但该工作的滤波带宽并不可调。混合集成MPF的架构如图1a所示，将InP波导集成分布反馈（DFB）激光器和单片硅芯片结合到混合集成基板上。硅芯片由三个关键器件组成：DDMZM、高 𝑄𝑄 跑道型MRR和PD。
图1b显示了集成MPF的带通/带阻可切换滤波的工作原理。InP激光器产生中心角频率为 𝜔𝑐的连续波（CW）光，然后将其发送到DDMZM。角频率为 𝜔rf 的输入RF信号在90° RF混合器的帮助下施加到DDMZM。通过经由热移相器调整两个MZI臂之间的相位差 𝜑DC，可以获得等效相位调制（EPM，𝜑DC=0）和非对称双边带调制（AS-DSB， 0<𝜑DC<𝜋/2或 𝜋/2<𝜑DC<𝜋 ）。基于此，在带通（基于SNR）和带阻（基于AS-DSB）之间切换滤波响应的能力。与2023年的工作类似，IMPF通过高𝑄的MRR的谐振陷波来定制透射谱以调谐滤波中心。图1 (a)混合集成MPF示意图(b)集成MPF的带通/带阻可切换滤波响应的工作原理(c)制作好的硅片的光学图像(d)InP激光二极管芯片的光学图像(e)封装的混合集成MPF的照片，包括InP激光器，硅芯片，辅助微透镜和棱镜单片硅光子芯片是在内部设计的，并在220 nm SOI平台上制造，利用Advanced Micro Foundry的CMOS兼容工艺，如图1（c）所示。整个芯片的占地面积约为 1.34 mm×3.18 mm。在MZI的两个臂上放置两个长度为130 μm的TiN微加热器，以控制DDMZM的偏置点，非应力硅中不存在线性电光效应，即泡克尔斯效应，仅有微弱的 Kerr 效应，因此硅光调制器大多采用等离子色散效应作为相位调制机制。高𝑄 MRR基于90 nm平板的脊形波导，设计为全通跑道配置，自由光谱范围（FSR）为 ∼50 GHz。
该工作为了监测片上光链路不同位置的光信号，插入几个分光比为1：9的非对称光耦合器，以提取传播光的10%功率进行监测，同时硅光芯片是设计了很多片上光栅耦合器的，示意图中没给出。
集成光源是基于掩埋异质结构波导结构的市售InP DFB激光二极管管芯（ 0.9 mm×0.25 mm），其具有约1552 nm的发射波长和95 mW的输出功率。联合封装了温控器（TEC，thermoelectric cooler），以控制和稳定的工作温度。芯片上的RF和DC焊盘通过引线键合到定制设计的印刷电路板（PCB）上进行电气连接。
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DD-MZM输入的RF信号是90°混合耦合器将射频（RF）信号调制为：[2,3],![]()
在小信号调制的假设下，DD-MZM的输出处的光信号的电场可以表示为：[2,3]当 φDC 被调整为0、 π/2 、 π 和 3π/2 时，分别实现了与等效相位调制（PLL）、具有载波的上边带（USB+C）调制、具有抑制载波的双边带（DSB+CS）调制和具有载波的下边带（SSB+C）调制相对应的四种不同调制，如下图所示。调制光信号的特性可以通过调谐 𝜑DC容易地调节，从而提供了实现各种滤波特性切换和调谐的重要自由度。对于带通滤波器，应将 𝜑DC调谐为0，此时的下边带和上边带具有相同的幅度。如果不使用高𝑄MRR，则载波和两个边带之间的拍频信号异相，并且将完全相互抵消，一旦上边带落入高𝑄MRR的谐振陷波响应中，异相特性将被打破，进而获得RF通带。这个过程也被称为相位调制到强度调制（PM-IM）转换。对于带阻滤波器，调谐 𝜑DC以生成AS-DSB调制，此时的上边带幅度高于下边带幅度，所需的𝜑DC值由高 𝑄 MRR的耦合状态决定，MRR欠耦合时谐振陷波中出现零相移，则应该将 𝜑DC调谐到[0，𝜋/2]的范围以构建异相关系。MRR过耦合时谐振陷波中出现𝜋相移，则应该将 𝜑DC调谐到[𝜋/2，𝜋]的范围以满足完全消除条件。该工作在进行了两个用于测量集成MPF的RF滤波响应的实验之前，也测试了包括高 𝑄 MRR、InP平台的DFB激光器、DDMZM和PD等关键器件的表征，其中DDMZM静态插入损耗为 ∼4.6 dB，调制效率约为 1.65 V·cm，2.5 V的反向偏置电压下，测量到3 dB EO调制带宽为26.5 GHz；在2 V偏置电压下，3 dB光电（OE）带宽测试高达38 GHz；InP激光器在1552 nm附近边模抑制比大于55 dB，MRR固有的 𝑄 因子和平均传播损耗分别为1.63×10^6和0.41dB/cm。
图3.1 (a)测量调制器的 𝑆21响应(b)MZ调制器在不同电压下的透射谱(c)测量PD的𝑆21响应(d)PD的测试响应度以马赫-曾德尔调制器(Mach-Zehnder modulator, MZM)为例，它的传输曲线是余弦型，光功率从最大值变化到最小值所对应的外部电压变化量称之为半波电压 Vπ，半波电压 Vπ 和调制器长度 L 的乘积 VπL 称为调制效率，单位是 V•cm。图3.2 测量集成MPF的带阻/带通滤波响应的实验装置1.谐振陷波选择：实验中选择了位于1552.27 nm波长的谐振陷波，用于过滤来自外部光源或激光器产生的具有不对称双边带（AS-DSB）的光信号的上边带。
2.DDMZM的DC偏置相位控制：通过精确调整双驱动Mach-Zehnder调制器（DDMZM）的直流（DC）偏置相位，实现了两个拍频（beat）边带的完全消除，这导致了在大约3 GHz的射频（RF）频率处形成了一个深的陷波。3.频率可调谐性验证：通过改变施加到高Q值的环形谐振器（MRR）中的微加热器的电功率，可以调节谐振波长，当微加热器的电功率在0至17.4 mW范围内变化时，陷波带的中心频率可以连续调谐，覆盖从3 GHz（S波段）到25 GHz（K波段）的广泛频率范围，如图4所示。图4 在不同中心频率下测量的带阻滤波器的RF响应和3 dB带宽和抑制比与RF频率的关系曲线通过将 𝜑DC设置为0，滤波器功能快速切换到带通滤波，响应时间为 ∼48 μs。可以看出，通带的中心频率可以在3至21 GHz的宽频率范围内调节，电功率从0变化到15.1 mW。图5b表示3 dB带宽和抑制比与不同RF频率的关系。3 dB带宽位于360至470 MHz，与带阻滤波的带宽一致。抑制比劣化原因分析：在整个频率可调范围（3至21 GHz）内，抑制比为 >10 dB。考虑到RF混合电路、电缆和器件制造误差引起的相位不平衡，考虑到在宽频率范围内难以保持理想的相位关系，抑制比降低是由于 ±1st阶边带之间的不充分抵消引起的。图5 在不同中心频率下测量的带通滤波器的RF响应和3 dB带宽和抑制比与RF频率的关系曲线该工作也对混合全集成MPF对滤波响应进行了评估和实验验证。即开启基于InP芯片的激光器，微波信号通过外围射频连接器输入/输出封装的MPF模块。与第一次实验相比，其他测量设置保持不变。这样，还可以观察到明显的带通滤波和带阻滤波轮廓，如图6所示。然而，滤波功能仅在有限的频率范围内有效，性能指标远不如基于外部光源的滤波性能。![]()
图6 带有封装的混合全集成MPF的实验结果严重劣化的滤波性能是由于严重的内部RF串扰，如图7所示当基于芯片的InP激光器被关闭和打开时，两个获得的𝑆21曲线仅在低频范围（DC-6 GHz）内具有差异，这是由于即使没有光信号存在，来自输入RF线（连接到DDMZM）的微波信号的一部分将直接耦合到输出RF线（连接到PD），且由于InP激光器与硅片之间的光耦合损耗较大，约为12.3dB，因此基于全混合继承的微波光子滤波器是无法获得完整滤波性能的。图6 分别在InP激光器关闭和打开时测量𝑆21响应RF链路性能也是一个重要问题，集成MPF应考虑这一问题，主要包括RF链路增益、噪声系数和无杂散动态范围（SFDR）。链路增益G被定义为输出信号与输入信号的RF功率比，其在校准后由VNA测量。
无杂散动态范围指的是基频信号大于底噪并且 三阶交调信号小于底噪时，对应的输入功率范围。图7 (a)在整个可调频率范围内测量RF链路增益和噪声系数。(b)基波（FUND）分量和三阶互调（IMD 3）分量的实测功率与不同输入RF功率的关系最大链路增益在3 GHz时达到−28.2 dB，这对应于51.2 dB的噪声系数。可以看出，链路增益随着RF频率的增加而逐渐下降，这是由于DDMZM和PD的RF响应的固有下降。测得的本底噪声为 −151 dBm/Hz，则IMD3三阶交调信号的SFDR计算为 99.7 dB·Hz^2/3，高于之前高度集成的MPF，但仍远低于实际应用所需的目标性能（ >120 dB·Hz^2/3）该工作为证明IMPF具有处理现实RF系统中实际任务的能力，对两种典型应用场景进行了模拟信号的高分辨率可切换RF滤波。图8 使用集成MPF作为带阻滤波器的高分辨率RF滤波输入包含两个频率分量第一种情况是接收到的感兴趣的信号伴随着单频强干扰。在这种情况下，集成的MPF应该作为高度选择性的陷波滤波器来操作，以抑制干扰，从而最大化信噪比（SNR）。在演示实验中，15 GHz的目标信号和15.25 GHz的无用信号干扰由两个ASG提供，并由RF耦合器组合，然后作为集成MPF的输入。在通过集成MPF之后，通过ESA测量和分析输出RF频谱。如图8所示，如果输入位于远离滤波器阻带的位置，则目标信号的功率为 −42.3 dBm，而干扰器的功率为−31.8 dBm，比信号强10.5 dB。调谐集成MPF的阻带以抑制干扰。可以观察到，以43dB的干扰抑制比彻底地抑制干扰，而以仅3.6dB的低衰减很好地保留期望信号。图9 使用集成MPF作为带通滤波器的高分辨率RF滤波输入包含两个通道信号，即，信道1（CH 1，11 GHz）和信道2（CH 2，13 GHz）第二种情况是在RF环境中同时存在多个频带，而每次仅应该滤波隔离和处理一个信道信号。在这种情况下，需要一个中心频率可调的带通滤波器来进行信道选择。为了模拟这一真实场景，产生了两个功率相等的11 GHz的RF信号作为CH1，13 GHz的RF信号作为CH2，作为集成MPF的输入。
通过调谐BPF的通带中心频率，灵活地选择一个通道通过，而另一个通道被阻塞。如图10（a）所示，当滤波器通带的中心频率调谐到11 GHz时，通道1处的信号通过，而通道2处的信号被阻断，通道1和通道2之间的功率差高达19 dB。如果滤波器通带移位到13 GHz，则以这种方式选择信道2处的信号，而信道1处的信号以16.5 dB的抑制比被有效地阻断，如图9所示。总的来说，尽管如此该工作所提出的混合集成MPF由于激光器耦合损耗和RF的内部串扰导致无法得到完整的滤波特性。但实现全集成MPF的方案是可行的，随着RF封装和光学耦合的进一步改进，可以设想更高的滤波性能。
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该工作的优势一方面在于实现IMPF的光谱分辨率和抑制比的电子微波滤波器的竞争力，而频率可调范围更广；另外一方面对于所有高集成度的集成MPF（≥50%，即调制器、探测器、滤波器、激光其中之二片上集成），该工作显示了优异的滤波性能和宽的频率可调范围（从S波段到K波段），窄的3 dB带宽（360 ~ 470 MHz）、高抑制比（>40 dB），滤波器类型可以在带通和带阻之间灵活快速地切换， ∼48 μs 响应时间的；且相比单片InP集成，混合集成结合了晶圆级低损耗硅光子平台和易于加工的InP芯片级光源更具优势。未来，通过将DDMZM和PD的RF焊盘放置在相对的芯片边缘以在未来的流片中具有更大的空间距离，可以有效地消除RF串扰，且采用的微光学混合集成中微透镜耦合的方法可以被更有效的光子引线键合技术所取代，以实现0.4 dB的超低耦合损耗。
[1]Yuansheng Tao, Haowen Shu, Xingjun Wang, Ming Jin, Zihan Tao, Fenghe Yang, Jingbo Shi, and Jun Qin, "Hybrid-integrated high-performance microwave photonic filter with switchable response," Photon. Res. 9, 1569-1580 (2021)
[2]X. Han and J. Yao, "Bandstop-to-Bandpass Microwave Photonic Filter Using a Phase-Shifted Fiber Bragg Grating," in Journal of Lightwave Technology, vol. 33, no. 24, pp. 5133-5139, 15 Dec.15, 2015, doi: 10.1109/JLT.2015.2492818.
[3]B. Hraimel, M. O. Twati and K. Wu, "Closed-form dynamic range expression of dual-electrode Mach-Zehnder modulator in radio-over-fiber WDM system," in Journal of Lightwave Technology, vol. 24, no. 6, pp. 2380-2387, June 2006, doi: 10.1109/JLT.2006.874604.
