频谱仪是什么？

由于混频器是非线性器件，其输出除了包含两个原始信号之外，还包含它们的谐波以及原始信号与其谐波的和信号与差信号。若任何一个混频信号落在中频（IF）滤波器的通带内，它都会被进一步处理（被放大并可能按对数压缩）。基本的处理过程有包络检波、低通滤波器进行滤波以及显示。斜波发生器在屏幕上产生从左到右的水平移动，同时它还对本振进行调谐，使本振频率的变化与斜波电压成正比。

扫描二维码，推荐阅读：混频器和变频器测试

如果您熟悉接收普通调幅（AM）广播信号的超外差调幅收音机，您一定会发现它的结构与图 2-1 所示框图极为相似。差别在于频谱仪的输出是屏幕而不是扬声器，且其本振调谐是电子调谐而不是靠前面板旋钮调谐。

既然频谱仪的输出是屏幕上的 X-Y 迹线，那么让我们来看看从中能获得什么信息。显示被映射在由 10 个水平网格和 10 个垂直网格组成的标度盘上。横轴表示频率，其标度值从左到右线性增加。频率设置通常分为两步：先通过中心频率控制将频率调节到标度盘的中心线上，然后通过频率扫宽控制再调节横跨 10 个网格的频率范围（扫宽）。这两个控制是相互独立的，所以改变中心频率时，扫宽并不改变。还有，我们可以采用设置起始频率和终止频率的方式来代替设置中心频率和扫宽的方式。不管是哪种情况，我们都能确定任意被显示信号的绝对频率和任何两个信号之间的相对频率差。

频谱仪纵轴标度按幅度大小划分。可以选用以电压定标的线性标度或以分贝（dB）定标的对数标度。对数标度比线性标度更经常使用，因为它能反映出更大的数值范围。对数标度能同时显示幅度相差 70 至 100 dB（电压比为 3200 至 100,000 或功率比为 10,000,000 至 10,000,000,000）的信号，而线性标度则只能用于幅度差不大于 20 至 30 dB（电压比 10 至 32）的信号。在这两种情况下，我们都会运用校准技术1给出标度盘上最高一行的电平即基准电平的绝对值，并根据每个小格所对应的比例来确定标度盘上其他位置的值。这样，我们既能测量信号的绝对值，也能测量任意两个信号的相对幅度差。

屏幕上会注释出频率和幅度的标度值。图 2-2 是一个典型的频谱仪显示。

现在让我们将注意力再回到图 2-1 中所显示的频谱仪元器件。

射频衰减器

频谱仪的第一部分是射频衰减器。它的作用是保证信号在输入混频器时处在合适的电平上，从而防止发生过载、增益压缩和失真。由于衰减器是频谱仪的一种保护电路，所以它通常是基于基准电平值而自动设置，不过也能以 10 dB、5 dB、2 dB 甚至 1 dB 的步进来手动选择衰减值。图 2-3 所示是一个以 2 dB 为步进量、最大衰减值为 70 dB 的衰减器电路的例子。

其中隔直电容是用来防止频谱仪因直流信号或信号的直流偏置而被损坏，不过它会对低频信号产生衰减，并使一些频谱仪的最低可用起始频率增加至 9 kHz、100 kHz 或 10 MHz。

在有些频谱仪中，可以像图 2-3 那样连接一个幅度基准信号它提供了一个有精确频率和幅度的信号，用于频谱仪周期性的自我校准。

低通滤波器或预选器

低通滤波器的作用是阻止高频信号到达混频器。从而可以防止带外信号与本振相混频，在中频上产生多余的频率响应。微波频谱仪或信号分析仪用预选器代替了低通滤波器，预选器是一种可调滤波器，能够滤掉我们所关心的频率以外的其他频率上的信号。在第 7 章里，我们将详细介绍对输入信号进行过滤的目的和方法。

频谱仪调谐

我们需要知道怎样将频谱仪或信号分析仪调谐至我们所希望的频率范围。调谐取决于中频滤波器的中心频率、本振的频率范围和允许外界信号到达混频器（允许通过低通滤波器）的频率范围。从混频器输出的所有信号分量中，有两个具有最大幅度的信号是我们最想得到的，它们是由本振与输入信号之和以及本振与输入信号之差所产生的信号分量。如果我们能使想观察的信号比本振频率高或低一个中频，则所希望的混频分量之一就会落入中频滤波器的通带之内，随后会被检波并在屏幕上产生幅度响应。

为了使频谱仪调谐至所需的频谱范围，我们需要选择合适的本振频率和中频。假定要求的调谐范围是 0 至 3.6 GHz，接下来需要选择中频频率。如果选择 1 GHz 的中频，这个频率处在所需的调谐范围内，我们可以得到一个 1 GHz 的输入信号，又由于混频器的输出包含原始输入信号，那么来自于混频器的 1 GHz 输入信号将在中频处有恒定的输出。所以不管本振如何调谐，1 GHz 的信号都将通过系统，并在屏幕上给出恒定的幅度响应。其结果是在频率调谐范围内形成一个无法进行测量的空白区域，因为在这一区域的信号幅度响应独立于本振频率。所以不能选择 1 GHz 的中频。

也就是说，我们应在比调谐频段更高的频率上选择中频。在可调谐至 3.6 GHz 的 Keysight信号分析仪中，第一个本振频率范围为 3.8 至 8.7 GHz，选择的中频频率约为 5.1 GHz。

现在我们想从 0 Hz（由于这种结构的仪器不能观察到 0 Hz 信号，故实际上是从某个低频）调谐到 3.6 GHz。

选择本振频率从中频开始（LO - IF = 0 Hz）并向上调谐至高于中频 3.6 GHz，则 LO - IF 的混频分量就能够覆盖所要求的调谐范围。运用这个原理，可以建立如下调谐方程：

如果想要确定频谱仪调谐到低频、中频或高频信号（比如 1 kHz、1.5 GHz 或 3 GHz）所需的本振频率，首先要变换调谐方程得到 fLO:

然后代入信号和中频频率:

图 2-4 举例说明了频谱仪的调谐过程。图中，fLO 并未高到使 fLO -fsig 混频分量落入 IF 通带内，故在显示器上没有响应。但是，如果调整斜波发生器使本振调谐到更高频率，则混频分量在斜波（扫描）的某点上将落入 IF 通带内，我们将看到显示器上出现响应。

由于斜波发生器能同时控制显示器上迹线的水平位置和本振频率，因此可以根据输入信号的频率来校准显示器的横轴。

我们还未完全解决调谐问题。如果输入信号频率是 9.0 GHz，会发生什么情况呢？当本振调谐在 3.8 至 8.7 GHz 的范围时，在它到达远离 9.0 GHz 输入信号的中频（3.9 GHz）时，会得到一个频率与中频频率相等的混频分量，并在显示器上生成响应。换句话说，调谐方程很容易地成为：

这个公式表明图 2-1 的结构也能得到 8.9 至 13.8 GHz 的调谐范围，但前提是允许此范围内的信号到达混频器。

图 2-1 中输入端低通滤波器的作用就是阻止这些高频信号到达混频器。如前所述，我们还要求中频信号本身不会到达混频器，那么低通滤波器必须能对 5.1 GHz 以及 8.9 至 13.8 GHz 范围内的信号进行有效的衰减。

总之，可以认为对于单频段射频频谱仪，选择的中频频率应高于调谐范围的最高频率，使本振可以从中频调谐至调谐范围的上限频率加上中频，同时在混频器前端放置低通滤波器来滤除 IF 以下的频率。

为了分辨频率上非常接近的信号（见稍后的“信号分辨”一节），有些频谱仪的中频带宽窄至 1 kHz，有些达到 10 Hz 甚至 1 Hz。这样的窄带滤波器很难在 5.1 GHz 的中心频率上实现，因此必须增加另外的混频级（一般为 2 至 4 级）来把第一中频下变频到最后的中频。图 2-5 是一种基于典型频谱仪结构的中频变换链。

对应的完整的频谱仪调谐方程为：

而

可以看出它与仅仅使用第一个中频的简化调谐方程得到一样的结果。虽然图 2-5 中只画出了无源滤波器，但实际还有更窄中频级的放大。基于频谱仪自身的设计，最终的中频结构可能还包括对数放大器或模数转换器等其他器件。

大多数射频频谱仪都允许本振频率和第一中频一样低，甚至更低。由于本振和混频器的中频端口之间的隔离度有限，故本振信号也会出现在混频器输出端。当本振频率等于中频时，本振信号自身也被系统处理并在显示器上出现响应，就像输入了一个 0 Hz 的信号一样。这种响应称为本振馈通，它会掩盖低频信号。所以并不是所有的频谱仪的显示范围都能包含 0 Hz。

中频增益

再看图 2-1，结构框图的下一个部分是一个可变增益放大器。它用来调节信号在显示器上的垂直位置而不会影响信号在混频器输入端的电平。当中频增益改变时，基准电平值会相应的变化以保持所显示信号指示值的正确性。通常，我们希望在调节输入衰减时基准电平保持不变，所以射频衰减器和中频增益的设置是联动的。

在输入衰减改变时，中频增益会自动调整来抵消输入衰减变化所产生的影响，从而使信号在显示器上的位置保持不变。

信号分辨

中频增益放大器之后，就是由模拟和/或数字分辨率带宽（RBW）滤波器组成的中频部分。

模拟滤波器

频率分辨率是频谱仪或信号分析仪明确分离出两个正弦输入信号响应的能力。傅立叶理论告诉我们正弦信号只在单点频率处有能量，好像我们不应该有什么分辨率问题。两个信号无论在频率上多么接近，似乎都应在显示器上表现为两条线。但是超外差接收机的显示器上所呈现的信号响应是具有一定宽度的。

混频器的输出包括两个原始信号（输入信号和本振）以及它们的和与差。中频由带通滤波器决定，此带通滤波器会选出所需的混频分量并抑制所有其他信号。由于输入信号是固定的，而本振是扫频的，故混频器的输出也是扫频的。若某个混频分量恰好扫过中频，就会在显示器上将带通滤波器的特性曲线描绘出来，如图 2-6 所示。链路中最窄的滤波器带宽决定了总显示带宽。在图 2-5 所示结构中，该滤波器具有 22.5 MHz的中频。

图 2-6. 当混频分量扫过 IF 滤波器时，显示器上描绘出滤波器的特性曲线。

因此，两个输入信号频率必须间隔足够远，否则它们所形成的迹线会在顶部重叠，看起来像是只有一个响应。所幸的是，频谱仪中的分辨率（IF）滤波器可调，所以通常能找到一个带宽足够窄的滤波器来分离频率间隔很近的信号。

是德科技频谱仪或信号分析仪的技术资料列出了可用的 IF 滤波器的 3 dB 带宽，以便描述频谱仪分辨信号的能力。这些数据告诉我们两个等幅正弦波相距多近时还能依然被分辨。这时由信号产生的两个响应曲线的峰值处有 3 dB 的凹陷，如图 2-7 所示，两个信号可以被分辨。当然这两个信号还可以再近一些直到它们的迹线完全重叠，但通常以 3 dB 带宽作为分辨两个等幅信号的经验值。

如果采用标准（正态）检波模式（见本章后面的“检波类型”），需要使用足够的视频滤波平滑信号迹线，否则因两个信号相互作用就会有拖尾现象。虽然拖尾的迹线指出了存在不止一个信号，但是很难测定每路信号的幅度。默认检波模式是正峰值检波的频谱仪显示不出拖尾效应，可以通过选择取样检波模式来进行观察。

我们碰到更多的情况是不等幅正弦波。有可能较小的正弦波被较大信号响应曲线的边带所淹没。这种现象如图 2-8 所示。顶部的迹线看起来是一个信号，但实际上它包含两个：一个频率为 300 MHz（0 dBm），另一个频率为 300.005 MHz（-30 dBm）。在去除 300 MHz 的信号后，较小的信号才会显示出来。

分辨率滤波器的另一个技术指标是带宽选择性（也称选择性或形状因子）。带宽选择性决定了频谱仪分辨不等幅正弦信号的能力。是德科技频谱仪的带宽选择性通常指定为 60 dB 带宽与 3 dB 带宽之比，如图 2-9 所示。是德科技频谱仪中的模拟滤波器具有 4 个极点，采用同频调谐式设计，其特性曲线形状类似高斯分布4。这种滤波器的带宽选择性约为 12.7:1。

那么，假定带宽选择性是 12.7:1，若要分辨频率相差 4 kHz、幅度相差 30 dB 的两个信号，应如何选择分辨率带宽呢？

一些老式频谱仪或信号分析仪对于最窄的分辨带宽滤波器采用 5 个极点从而改善带宽选择性至 10:1。新型频谱仪通过使用数字 IF滤波器可以达到更好的带宽选择性。

由于我们关心的是当频谱仪调谐至较小信号时对较大信号的抑制情况，因此不需要考虑整个带宽，而只需考虑从滤波器中心频率到边缘的频率范围。为确定在给定频偏时滤波器边带下降了多少，使用如下方程：

其中, H(∆f) 为 滤 波 器 边 缘 的 下 降（单 位 为 d B），N 是滤波器极点的个数，Δf 是 相对中心频率的频偏量（单位为 Hz）。

在上述假设下，N=4，Δf = 4000。下面我们 用 3 kHz 的分辨率带宽来试一下。

首先计算 f0:

则在 4 kHz 偏移处，滤波器的边缘下降为：

因而，1 kHz 的分辨率带宽能够分辨出这 个小信号，如图 2-10 所示。

数字滤波器

一些频谱仪使用数字技术实现分辨率带宽滤波器。数字滤波器有很多优点，例如它能极大地改善滤波器的带宽选择性。是德科技公司的频谱仪实现了分辨率带宽滤波器的全部数字化。另外像 Keysight ESA-E 系列频谱仪，采用的是混合结构：带宽较大时采用模拟滤波器，带宽小于等于 300 Hz 时采用数字滤波器。

剩余FM

最小可用分辨率带宽通常由频谱仪中本振（尤其是第一本振）的稳定度和剩余调频决定。早期的频谱仪设计使用不稳定的 YIG （钇铁石榴石）振荡器，通常具有大约 1 kHz 的残余调频。由于这种不稳定性被传递给与本振相关的混频分量，再将分辨率带宽减小至1KHz以下是没有意义的，因为不可能确定这种不稳定性的准确来源。

不过，现代频谱仪已经极大的改善了残余调频。比如是德科技高性能信号分析仪具有 0.25 Hz（标称值）的剩余调频；PSA 系列频谱仪为 1 至 4 Hz；ESA 系列频谱仪为 2 至 8 Hz。这使得分辨率带宽可以减小至 1 Hz。因此，频谱仪上出现的任何不稳定性都是由输入信号造成的。

相位噪声

没有一种振荡器是绝对稳定的。虽然我们看不到频谱分析仪本振系统的实际频率抖动，但仍能观察到本振频率或相位不稳定性的明显表征，这就是相位噪声（有时也叫噪声边带）。

扫描二维码，推荐阅读：噪声与噪声系数：改善和简化噪声系数测量

“本文介绍的信号分析仪的使用技巧有助于您改善噪声系数和噪声系数测量。”

它们都在某种程度上受到随机噪声的频率或相位调制的影响。如前所述，本振的任何不稳定性都会传递给由本振和输入信号所形成的混频分量，因此本振相位噪声的调制边带会出现在幅度远大于系统宽带底噪的那些频谱分量周围（图 2-11）。显示的频谱分量和相位噪声之间的幅度差随本振稳定度而变化，本振越稳定，相位噪声越小。它也随分辨率带宽而变，若将分辨率带宽缩小 10 倍，显示相位噪声电平将减小 10 dB5。

相位噪声频谱的形状与频谱仪的设计，尤其是用来稳定本振的锁相环结构有关。在某些频谱仪中，相位噪声在稳定环路的带宽中相对平坦，而在另一些频谱仪中，相位噪声会随着信号的频偏而下降。相位噪声采用 dBc（相对于载波的 dB 数）为单位，并归一化至 1 Hz 噪声功率带宽。有时在特定的频偏上指定，或者用一条曲线来表示一个频偏范围内的相位噪声特性。

通常，我们只能在分辨率带宽较窄时观察到频谱仪的相位噪声，此时相位噪声使这些滤波器的响应曲线边缘变得模糊。使用前面介绍过的数字滤波器也不能改变这种效果。对于分辨率带宽较宽的滤波器，相位噪声被掩埋在滤波器响应曲线的边带之下，正如之前讨论过的两个非等幅正弦波的情况。

一些现代频谱仪或信号分析仪允许用户选择不同的本振稳定度模式，使得在各种不同的测量环境下都能具备最佳的相位噪声。例如，高性能信号分析仪提供 3 种模式：

– 距载波频偏小于 140 kHz 时的相位噪声优化。在此模式下，载波附近的本振相位噪声被优化，而 140 kHz 之外的相位噪声不具备最优特性。
– 距载波频偏大于 160 kHz 时的相位噪声优化。这种模式优化距载波频偏大于 160 KHz 处的相位噪声。
– 优化本振用于快速调谐。当选择这种模式，本振的特性将折衷所有距载波频偏小于 2 MHz 范围内的相位噪声。这样在改变中心频率或扫宽时允许在最短的测量时间内保证最大的测量吞吐量。

高性能信号分析仪的相位噪声优化还可以设为自动模式，这时频谱仪会根据不同的测量环境来设置仪器，使其具有最佳的速度和动态范围。当扫宽 > 44.44 MHz 或分辨率带宽 > 1.9 MHz 时，频谱仪选择快速调谐模式。另外，当中心频率< 195 kHz 或当中心频率 ≥ 1 MHz 且扫宽 ≤ 1.3 MHz、分辨率带宽 ≤ 75 kHz 时，频谱仪自动选择最佳近端载波相位噪声。在其他情况下，频谱仪会自动选择远端最佳相位噪声。

在任何情况下，相位噪声都是频谱仪或信号分析仪分辨不等幅信号能力的最终限制因素。如图 2-13所示，根据 3 dB 带宽和选择性理论，我们应该能够分辨出这两个信号，但结果是相位噪声掩盖了较小的信号。

扫描时间

模拟分辨率滤波器

如果把分辨率作为评价频谱仪的唯一标准，似乎将频谱仪的分辨率（IF）滤波器设计得尽可能窄就可以了。然而，分辨率会影响扫描时间，而我们又非常注重扫描时间。因为它直接影响完成一次测量所需的时间。

考虑分辨率的原因是由于中频滤波器是带限电路，需要有限的时间来充电和放电。如果混频分量扫过滤波器的速度过快，便会造成如图 2-14 所示的显示幅度的丢失。（关于处理中频响应时间的其他方法，见本章后面所述的“包络检波器”。）如果我们考虑混频分量停留在中频滤波器通带内的时间，则这个时间与带宽成正比，与单位时间内的扫描（Hz）成反比，即：

通带内的时间 =

许多模拟频谱仪中所采用的同步调谐式准高斯滤波器的 k 值在 2 至 3 之间。

我们得出的重要结论是：分辨率的变化对扫描时间有重大影响。老式模拟频谱仪通常都能按 1、3、10 的规律或大致等于 10 的平方根的比率提供步进值。所以，当分辨率每改变一档，扫描时间会受到约 10 倍的影响。Keysight 信号分析仪提供的带宽步进可达 10%，以实现扫宽、分辨率和扫描时间三者更好的折衷。

频谱仪一般会根据扫宽和分辨率带宽的设置自动调整扫描时间，通过调节扫描时间来维持一个被校准的显示。必要时，我们可以不使用自动调节而采用手动方式设定扫描时间。如果所要求的扫描时间比提供的最大可用扫描时间还短，频谱仪会在网格线右上方显示“Meas Uncal”以表示显示结果未经校准。

数字分辨率滤波器

是德科技频谱仪或信号分析仪中所使用的数字分辨率滤波器对扫描时间的影响与之前所述的模拟滤波器不同。对于扫描分析，利用数字技术实现的滤波器在不进行更深入处理的条件下，扫描速度提高至原来的 2 至 4倍。

而配有选件 FS1 的信号分析仪利用编程方法可以校正分辨率带宽在大约 3 kHz 至 100 kHz 之间时扫描速度过快的影响。因此取决于特定的设置，扫描时间可以从秒级缩短到毫秒级。见图 2-14a。不包括校正过程的扫描时间将达到 79.8 秒。图 2-14b 显示了频谱仪配有选件 FS1 时，扫描时间达 1.506 秒。对于这些最宽的分辨率带宽，扫描时间已经非常短。例如，在 k = 2、1 GHz 扫宽、1 MHz 分辨率带宽条件下，使用公式计算得出扫描时间仅为 2 毫秒。

对于较窄的分辨率带宽，Keysight 频谱仪或信号分析仪使用快速傅立叶变换（FFT）来处理数据，因此扫描时间也会比公式预计的时间短。由于被分析的信号是在多个频率范围中进行处理，所以不同的频谱仪会有不同的性能表现。例如，如果频率范围为 1 kHz，那么当我们选择 10 Hz 的分辨率带宽时，频谱仪实际上是在 1 kHz 单元中通过 100 个相邻的 10 Hz 滤波器同时处理数据。如果数字处理的速度能达到瞬时，那么可以预期扫描时间将缩短 100 倍。实际上缩减的程度要小些，但仍然非常有意义。

包络检波器

老式频谱仪通常会使用包络检波器将中频信号转换为视频信号7。最简单的包络检波器由二极管、负载电阻和低通滤波器组成，如图 2-15 所示。示例中的中频链路输出信号（一个幅度调制的正弦波）被送至检波器，检波器的输出响应随中频信号的包络而变化，而不是中频正弦波本身的瞬时值。

对大多数测量来说，我们选择足够窄的分辨率带宽来分辨输入信号的各个频谱分量。如果本振频率固定，频谱仪则调谐到信号的其中一个频谱分量上，那么中频输出就是一个恒定峰值的稳定正弦波。于是包络检波器的输出将是一个恒定（直流）电压，并没有需要检波器来跟踪的变化。

不过，有些时候我们会故意使分辨率带宽足够宽以包含两个或更多的频谱分量，而有些场合则别无选择，因为这些频谱分量之间的频率间隔比最窄的分辨率带宽还要小。假设通带内只含两个频谱分量，则两个正弦波会相互影响而形成拍音，如图 2-16 所示，中频信号的包络会随着两个正弦波间的相位变化而变化。

分辨率（中频）滤波器的带宽决定了中频信号包络变化的最大速率。该带宽决定了两个输入正弦波之间有多大的频率间隔从而在经混频后能够同时落在滤波器通带内。假设末级中频为 22.5 MHz，带宽为 100 kHz，那么两个间隔 100 kHz 的输入信号会产生 22.45 和 22.55 MHz 的混频分量，因而满足上述标准，如图 2-16 所示。检波器必须能够跟踪由这两个信号所引起的包络变化，而不是 22.5 MHz 中频信号本身的包络。

包络检波器使频谱仪成为一个电压表。让我们再次考虑上述中频通带内同时有两个等幅信号的情况，功率计所指示的电平值会比任何一个信号都要高 3 dB，也就是两个信号的总功率。假定两个信号靠得足够近，以致分析仪调谐至它们中间时由于滤波器的频响跌落而引起的衰减可以忽略不计。（对于这里所讨论的内容，我们假设滤波器具有理想的矩形特性。）

那么频谱仪的显示将在任一信号电平 2 倍的电压值（大于 6 dB）与 0（在对数标度下为负无穷大）之间变化。记住这两个信号是不同频率的正弦信号（矢量），所以它们彼此之间的相位也在不断变化，有时刚好同相，幅值相加，而有时又刚好反相，则幅值相减。

因此，包络检波器根据来自中频链路的信号峰值（而不是瞬时值）的变化而改变，导致信号相位的丢失，这将电压表的特性赋予了频谱仪。

数字技术实现的分辨率带宽滤波器不包括模拟的包络检波器，而是用数字处理计算出 I、Q 两路数据平方和的方根，这在数值上与包络检波器的输出相同。

一种频率范围从零（直流）到由电路元件决定的某个较高频率的信号。频谱仪早期的模拟显示技术用这种信号直接驱动 CRT 的垂直偏转，因此被称为视频信号。

频谱仪显示

直到 20 世纪 70 年代中期，频谱仪显示方式还是纯模拟的。显示的迹线呈现连续变化的信号包络，且没有信息丢失。但是模拟显示有着自身的缺点，主要的问题是处理窄分辨率带宽时所要求的扫描时间很长。在极端情况下，显示迹线会变成一个在阴极射线显像管（CRT）屏幕上缓慢移动的光点，而没有实际的迹线。所以，长扫描时间使显示变得没有意义。

是德科技（当时是惠普的一部分）率先提出了一种可变余辉存储的 CRT，能在它上面调节显示信息的消退速率。如果调节适当，那么在旧迹线刚刚消失的时刻新的迹线恰好出现以更新显示。这种显示是连续、无闪烁的，而且避免了迹线重叠带来的混淆。它的效果相当好，但是针对每个新的测量状态需要重新调整亮度和消退速度。

20 世纪 70 年代中期，数字电路发展起来，它很快被用于频谱分析仪中。一旦一条迹线被数字化并存入存储器后，便永久地用于显示。在不使图像变得模糊或变淡的前提下，以无闪烁的速率来刷新显示变得简单。在不使图像变得模糊或变淡的前提下，以无闪烁的速率来刷新显示变得简单。

检波器类型

采用数字显示，我们需要确定对每个显示数据点，应该用什么样的值来代表。无论我们在显示器上使用多少个数据点，每个数据点必须能代表某个频率范围或某段时间间隔（尽管在讨论频谱仪时通常并不会用时间）内出现的信号。

这个过程好似先将某个时间间隔的数据都放到一个信号收集单元（bucket）内，然后运用某一种必要的数学运算从这个信号收集单元中取出我们想要的信息比特。随后这些数据被放入存储器再被写到显示器上。这种方法提供了很大的灵活性。

这里我们将要讨论 6 种不同类型的检波器。

在图 2-18 中，每个信号收集单元内包含由以下公式决定的扫宽和时间帧的数据：

不同仪器的采样速率不同，但减小扫宽和/或增加扫描时间能够获得更高的精度，因为任何一种情况都会增加信号收集单元所含的样本数。采用数字中频滤波器的频谱仪，采样速率和内插特性按照等效于连续时间处理来设计。

“信号收集单元”的概念很重要，它能够帮我们区分这 6 种显示检波器类型：

前三种检波类型（取样、峰值和负峰值）比较容易理解，如图 2-19 中的直观表示。正态、平均和准峰值检波要复杂一些，我们稍后进行讨论。

我们回到之前的问题：如何用数字技术尽可能如实地显示模拟系统？我们来设想图 2-17 所描述的情况，即显示的信号只包含噪声和一个连续波（CW）信号。

取样检波

作为第一种方法，我们只选取每个信号收集单元的中间位置的瞬时电平值（如图 2-19）作为数据点，这就是取样检波模式。为使显示迹线看起来是连续的，我们设计了一种能描绘出各点之间矢量关系的系统。比较图 2-17 和 2-20，可以看出我们获得了一个还算合理的显示。当然，迹线上的点数越多，就越能真实地再现模拟信号。不同频谱仪的可用显示点数是不一样的，对于信号分析仪，频域迹线的取样显示点数可以从最少 1 个点到最多 40001 个点。如图 2-21 所示，增加取样点确实可使结果更接近于模拟信号。

虽然这种取样检波方式能很好的体现噪声的随机性，但并不适合于分析正弦波。如果在高性能信号分析仪上观察一个 100 MHz 的梳状信号，频谱仪的扫宽可以被设置为 0 至 26.5 GHz即便使用 1001 个显示点，每个显示点代表 26.5 MHz 的频率扫宽（信号收集单元)，也远大于 8 MHz 的最大分辨率带宽。

结果，采用取样检波模式时，只有当梳状信号的混频分量刚好处在中频的中心处时，它的幅度才能被显示出来。图 2-22a 是一个使用取样检波的带宽为 750 Hz、扫宽为 10 MHz 的显示。它的梳状信号幅度应该与图 2-22b 所示（使用峰值检波）的实际信号基本一致。可以得出，取样检波方式并不适用于所有信号，也不能反映显示信号的真实峰值。当分辨率带宽小于采样间隔（如信号收集单元的宽度）时，取样检波模式会给出错误的结果。

（正）峰值检波

确保所有正弦波的真实幅度都能被记录的一种方法是显示每个信号收集单元内出现的最大值，这就是正峰值检波方式，或者叫峰值检波，如图 2-22b 所示。峰值检波是许多频谱仪默认的检波方式，因为无论分辨率带宽和信号收集单元的宽度之间的关系如何，它都能保证不丢失任何正弦信号。不过，与取样检波方式不同的是，由于峰值检波只显示每个信号收集单元内的最大值而忽略了实际的噪声随机性，所以在反映随机噪声方面并不理想。因此，将峰值检波作为第一检波方式的频谱仪一般还提供取样检波作为补充。

负峰值检波

负峰值检波方式显示的是每个信号收集单元中的最小值。大多数频谱仪都提供这种检波方式，尽管它不像其他方式那么常用。对于 EMC 测量，想要从脉冲信号中区分出 CW 信号，负峰值检波会很有用。在本应用指南后面的内容里，我们将看到负峰值检波还能应用于使用外部混频器进行高频测量时的信号识别。

正态检波

为了提供比峰值检波更好的对随机噪声的直观显示并避免取样检波模式显示信号的丢失问题，许多频谱仪还提供正态检波模式（俗称 rosenfell9 模式）。如果信号像用正峰值和负峰值检波所确定的那样既有上升、又有下降，则该算法将这种信号归类为噪声信号。

Roesnfell 并不是人名，而是一种运算方法的描述，用以测试在给定数据点代表的信号收集单元内的信号是上升还是下降，有时也写成 rose’n’fell。

在这种情况下，用奇数号的数据点来显示信号收集单元中的最大值，用偶数号的数据点来显示最小值。如图 2-25 所示。正态检波模式和取样检波模式在图 2-23a 和 2-13b中比较。(由于取样检波器在测量噪声时非常有效，所以它常被用于噪声游标应用。同样在信道功率测量和邻道功率测量中需要一种检波类型，可以提供无任何倾 向 的结果，此时适合使用峰值检波。对没有平均检波功能的频谱仪来说，取样检波是最好的选择。)

图 2-23a. 正态检波模式

当遇到正弦信号时会是什么情况呢？我们知道，当混频分量经过中频滤波器时，频谱仪的显示器上会描绘出滤波器的特性曲线。如果滤波器的曲线覆盖了许多个显示点，便会出现下述情况：显示信号只在混频分量接近滤波器的中心频率时才上升，也只在混频分量远离滤波器中心频率时才下降。无论哪一种情况，正峰值和负峰值检波都能检测出单一方向上的幅度变化，并根据正态检波算法，显示每个信号收集单元内的最大值，如图 2-24 所示。

当分辨率带宽比信号收集单元窄时又会怎样呢？这时信号在信号收集单元内既有上升又有下降。如果信号收集单元恰好是奇数号，则一切正常，信号收集单元内的最大值将作为下一个数据点直接被绘出。但是，如果信号收集单元是偶数号的，那么描绘出的将是信号收集单元内的最小值。根据分辨率带宽和信号收集单元宽度的比值，最小值可能部分或完全不同于真实峰值（我们希望显示的值)。在信号收集单元宽度远大于分辨率带宽的极端情况下，信号收集单元内的最大值和最小值之差将是信号峰值和噪声之间的差值，图 2-25 的示例正是如此。观察第 6 个信号收集单元，当前信号收集单元中的峰值总是与前一个信号收集单元中的峰值相比较，当信号单元为奇数号时（如第 7 个单元）就显示两者中的较大值。此峰值实际上发生在第6 个信号收集单元，但在第 7 个单元才被显示出来。

正态检波算法：

如果信号值在一个信号收集单元内既有上升又有下降：则偶数号信号收集单元将显示该单元内的最小值（负峰值）。并记录最大值，然后在奇数号信号收集单元中将当前单元内的峰值与之前（记录的）一个单元的峰值进行比较并显示两者中的较大值（正峰值）。如果信号在一个信号收集单元内只上升或者只减小，则显示峰值，如图 2-25所示。

这个处理过程可能引起数据点的最大值显示过于偏向右方，但此偏移量通常只占扫宽的一个很小的百分数。一些频谱仪，例如高性能信号分析仪，通过调节本振的起止频率来补偿这种潜在的影响。

另一种错误是显示峰值有两个而实际峰值只存在一个，图 2-26 显示出可能发生这种情况的例子。使用较宽分辨率带宽并采用峰值检波时两个峰值轮廓被显示出来。

因此峰值检波最适用于从噪声中定位 CW 信号，取样检波最适用于测量噪声，而既要观察信号又要观察噪声时采用正态检波最为合适。

平均检波

虽然现代数字调制方案具有类噪声特性，但取样检波不能提供我们所需的所有信息。比如在测量一个 W-CDMA 信号的信道功率时，我们需要集成信号的均方根值，这个测量过程涉及到频谱仪一定频率范围内的信号收集单元的总功率，取样检波并不能提供这个信息。

虽然一般频谱仪是在每个信号收集单元内多次收集幅度数据，但取样检波只保留这些数据中的一个值而忽略其他值。而平均检波会使用该时间（和频率）间隔内的该信号收集单元内所有数据，一旦数据被数字化并且我们知道其实现的环境，便可以将数据以多种方法处理从而获得想要的结果。

某些频谱仪将功率（基于电压的均方根值）取平均的检波称为 rms（均方根） 检波。Keysight 信号分析仪的平均检波功能包括功率平均、电压平均和信号的对数平均，不同的平均类型可以通过按键单独选择：

功率（rms）平均是对信号的均方根电平取平均值，这是将一个信号收集单元内所测得的电压值取平方和再开方然后除以频谱仪输入特性阻抗（通常为 50 Ω）而得到。功率平均计算出真实的平均功率，最适用于测量复杂信号的功率。

电压平均是将一个信号收集单元内测得的信号包络的线性电压值取平均。在 EMI 测试中通常用这种方法来测量窄带信号（这部分内容将在下一节做进一步讨论）。电压平均还可以用来观察 AM 信号或脉冲调制信号（如雷达信号、TDMA 发射信号）的上升和下降情况。

对数功率（视频）平均是将一个信号收集单元内所测得的信号包络的对数幅度值（单位为 dB）取平均。它最适合用来观察正弦信号，特别是那些靠近噪声的信号。11

因此，使用功率为平均类型的平均检波方式提供的是基于 rms 电压值的真实平均功率，而平均类型为电压的检波器则可以看作是通用的平均检波器。平均类型为对数的检波器没有其他等效方式。

采用平均检波测量功率较取样检波有所改进。取样检波需要进行多次扫描以获取足够的数据点来提供精确的平均功率信息。平均检波使得对信道功率的测量从某范围内信号收集单元的求和变成代表着频谱仪某段频率的时间间隔的合成。在快速傅立叶变换（FFT）频谱仪12中，用于测量信道功率的值由显示数据点的和变为了 FFT 变换点之和。

在扫频和FFT两种模式下，这种合成捕获所有可用的功率信息，而不像取样检波那样只捕获取样点的功率信息。所以当测量时间相同时，平均检波的结果一致性更高。在扫描分析时也可以简单地通过延长扫描时间来提高测量结果的稳定性。

EMI检波器：平均检波和准峰值检波

平均检波的一个重要应用是用于检测设备的电磁干扰（EMI)特性。在这种应用中，上一节所述的电压平均方式可以测量到可能被宽带脉冲噪声所掩盖的窄带信号。在 EMI 测试仪器中所使用的平均检波将取出待测的包络并使其通过一个带宽远小于 RBW 的低通滤波器，此滤波器对信号的高频分量（如噪声）做积分（取平均）运算。若要在一个没有电压平均检波功能的老式频谱仪中实现这种检波类型，需将频谱仪设置为线性模式并选择一个视频滤波器，它的截止频率需小于被测信号的最小 PRF（脉冲重复频率）。

准峰值检波（QPD）同样也用于 EMI 测试中。QPD 是峰值检波的一种加权形式，它的测量值随被测信号重复速率的下降而减小。也就是，一个给定峰值幅度并且脉冲重复速率为 10 Hz 的脉冲信号比另一个具有相同峰值幅度但脉冲重复速率为 1 kHz 的信号准峰值要低。这种信号加权是通过带有特定充放电结构的电路和由 CISPR 定义的显示时间常量来实现。

CISPR，国际无线电干扰特别委员会，由一些国际组织建立于 1934 年，致力于解决无线电干扰。它是由国际电工委员会（IEC）和许多其他国际组织的委员所组成的一个非政府组织,其所推荐的标准通常成为世界各地的政府监管机构所采用的法定 EMC 测试要求的基础。

QPD 也是定量测量信号“干扰因子”的一种方法。设想我们正在收听某一遭受干扰的无线电台，如果只是每隔几秒偶而听见由噪声所引起的“嗞嗞”声，那么基本上还可以正常收听节目，但是，如果相同幅度的干扰信号每秒出现 60 次，就无法再正常收听节目了。

平滑处理

在频谱仪中有几种不同的方法来平滑包络检波器输出幅度的变化。第一种方法是前面已经讨论过的平均检波，还有两种方法：视频滤波和迹线平均14。下面将对它们进行介绍。

视频滤波

要识别靠近噪声的信号并不只是 EMC 测量遇到的问题。如图 2-27 所示，频谱仪的显示是被测信号加上它自身的内部噪声。为了减小噪声对显示信号幅度的影响，我们常常对显示进行平滑或平均，如图 2-28 所示。频谱仪所包含的可变视频滤波器就是用作此目的。它是一个低通滤波器，位于包络检波器之后，并且决定了视频信号的带宽，该视频信号稍后将被数字化以生成幅度数据。此视频滤波器的截止频率可以减小到小于已选定的分辨率带宽（IF）滤波器的带宽。这时候，视频系统将无法再跟随经过中频链路的信号包络的快速变化。结果就是对被显示信号的平均或平滑。

这种效果在测量噪声时最为明显，尤其是选用高分辨率带宽的时候。当减小视频带宽，那么噪声峰峰值的波动变化也随之减小。如图 2-29 所示，减小的程度（平均或平滑的程度）随视频带宽和分辨率带宽的比值而变。当比值小于或等于 0.01 时，平滑效果较好，而比值增大时，平滑效果则不太理想。视频滤波器不会对已经平滑的信号迹线（例如显示的正弦信号已可以很好地与噪声区分）有任何影响。

如果将频谱仪设置为正峰值检波模式，可以注意到以下两点：首先，如果 VBW > RBW，则改变分辨率带宽对噪声的峰峰值起伏影响不大。其次，如果 VBW < RBW，则改变视频带宽似乎会影响噪声电平。噪声起伏变化不大是因为频谱仪当前只显示了噪声的峰值。不过，噪声电平表现出随着视频带宽而变，这是由于平均（平滑）处理的变化，因而使被平滑的噪声包络的峰值改变，如图 2-30a。选择平均检波模式，平均噪声电平并不改变，如图 2-30b。

由于视频滤波器有自己的响应时间，因此当视频带宽 VBW 小于分辨率带宽 RBW 时，扫描时间的改变近似与视频带宽的变化成反比，扫描时间（ST）通过以下公式来描述：

频谱仪根据视频带宽、扫宽和分辨率带宽，自动设置相应的扫描时间。

迹线平均

数字显示提供了另一种平滑显示的选择：迹线平均。这是与使用平均检波器完全不同的处理过程。它通过逐点的两次或多次扫描来实现平均，每一个显示点的新数值由当前值与前一个平均值再求平均得到：

因此，经过若干扫描后显示会渐渐趋于一个平均值。通过设置发生平均的扫描次数，可以像视频滤波那样选择平均或平滑的程度。图 2-31 显示了不同扫描次数下获得的迹线平均效果。尽管迹线平均不影响扫描时间，但因为多次扫描需要一定的时间，因此要达得期望的平均效果所用的时间与采用视频滤波方式所用的时间大致相同。

在大多数场合里无论选择哪种显示平滑方式都一样。如果被测信号是噪声或非常接近噪声的低电平正弦信号，则不管使用视频滤波还是迹线平均都会得到相同的效果。

扫描二维码，推荐阅读：什么是频谱仪实时分析？

不过，两者之间仍有一个明显的区别。视频滤波是对信号实时地进行平均，即随着扫描的进行我们看到的是屏幕上每个显示点的充分平均或平滑效果。每个点只做一次平均处理，在每次扫描上的处理时间约为 1/VBW。而迹线平均需要进行多次扫描来实现显示信号的充分平均，且每个点上的平均处理发生在多次扫描所需的整个时间周期内。

所以对于某些信号来说，采用不同的平滑方式会得到截然不同的效果。比如对一个频谱随时间变化的信号采用视频平均时，每次扫描都会得到不同的平均结果。但是如果选择迹线平均，所得到的结果将更接近于真实的平均值，见图 2-32a 和 2-32b。

图 2-32a 和 2-32b 显示对调频广播信号分别应用视频滤波和迹线平均，所产生的不同效果。

时间选通

具有时间选通功能的频谱仪可以获得频域上占据相同部分而时域上彼此分离的信号的频谱信息。通过利用外部触发信号调整这些信号间的间隔，可以实现如下功能：

• 测量在时域上彼此分离的多个信号中的任意一个（例如，您可以分离出两个时分而频率相同的无线信号的频谱）

• 测量 TDMA 系统中某个时隙的信号频谱

• 排除干扰信号的频谱，比如去除只存在于一段时间的周期性脉冲边缘的瞬态过程

为什么需要时间选通

传统的频域频谱仪在分析某些信号时只能提供有限的信息。这些较难分析的信号类型包括：

• – 射频脉冲
• – 时间复用
• – 时分多址（TDMA）
• – 频谱交织或非连续
• – 脉冲调制

有些情况，时间选通功能可以帮助您完成一些往常即便有可能进行但也非常困难的测量。

测量时分双工信号

如何使用时间选通功能执行复杂的测量，请见图 2-33a。图中显示了一个简化的数字移动信号，其中包含无线信号 #1 和 #2，它们占据同一频道而时间分用。每路信号发送一个 1 ms 的脉冲，然后关闭，而后另一路信号再发送 1 ms。问题的关键是如何测量每个发射信号单独的频谱。

令人遗憾的是，传统的频谱仪并不能实现这一点。它只能显示两个信号的混合频谱，如图 2-33b 所示。而现代频谱仪利用时间选通功能以及一个外部触发信号，就能够观察到单独的无线信号 #1（或 #2）的频谱并确定其是否存在所显示的杂散信号，如图2-33c。

图 2-33b. 两路信号的混合频谱。哪路信号产生了杂散辐射？

图 2-33c. 信号 #1 的时间选通频谱指出它是杂散辐射的来源

图 2-33d. 信号 #2 的时间选通频谱表明它不存在杂散辐射

调整这些参数可以让您观察到所需的某个时间段的信号频谱。如果刚好在感兴趣的时间段里仅有一个选通信号，那么就可以使用如图 2-34 所示的电平选通信号。但是在许多情况下，选通信号的时间不会与我们要测量的频谱完全吻合。所以更灵活的方法是结合指定的选通时延和选通脉冲宽度采用边缘触发模式来精确定义想测量信号的时间周期。

考虑如图 2-35 所示的 8 个时隙的 GSM信号。每个突发脉冲序列的长度为 0.577 ms，整个帧长 4.615 ms。我们可能只对某个指定时隙内的信号频谱感兴趣。本例中假设 8 个可用时隙中使用了两个（时隙 1 和 3），如图 2-36。当在频域中观察此信号时，见图 2-37，我们观察到频谱中存在多余的杂散信号。为了解决这个问题并找到干扰信号的来源，我们需要确定它出现在哪一个时隙里。如果要观察时隙 3，我们可以将选通的触发设置在时隙 3 中的突发脉冲序列的上升沿并指定选通时延为 1.4577 ms、选通脉冲宽度为461.60 μs，如图 2-38 所示。选通时延确保了在整个突发脉冲序列持续期间我们只测量时隙 3 信号的频谱。注意一定要谨慎地选择选通开始和停止值，以避开突发脉冲序列的上升沿和下降沿，因为需要在测量前留出一些时间等待 RBW 滤波信号稳定下来。图 2-39. 显示了时隙 3 的频谱，表明杂散信号并不是由此突发脉冲引起的。

实现时间选通的三种常见方法

– FFT 选通
– 本振选通
– 视频选通

选通FFT

Keysight X 系列信号分析仪具有内置的 FFT功能。在此模式下，触发启用后经过所选时延，频谱仪开始捕获数据并进行 FFT 处理。中频信号经数字化后在 1.83/RBW 的时间周期内被采集。基于这个数据采集计算 FFT，得到信号的频谱。因此，该频谱存在于已知时间段的某个特定时间。当频谱仪扫宽比 FFT 最大宽度窄时，这是速度最快的选通技术。

为了获得尽可能大的频率分辨率，应选择频谱仪可用的最小的 RBW（它的捕获时间与待测时间周期相适应）。但实际中并非总需如此，您可以选择一个较宽的 RBW 同时相应地减小选通脉冲宽度。在 FFT选通应用中最小可用的 RBW 通常比其他选通技术的最小可用 RBW 更窄，因为在其他技术里中频必须在脉冲持续期内充分稳定，这需要比 1.83/RBW 更长的时间。

本振选通

本振选通有时也称为扫描选通，是另一项时间选通技术。在本振选通模式下，我们通过控制由扫描发生器产生的斜波电压来扫描本振，如图 2-40 所示。像所有频谱仪一样，当选通信号开启时，本振信号在频率上爬升。当选通关闭后，扫描发生器的输出电压固定，本振在频率上停止上升。由于这种技术可以在每个突发脉冲信号持续期间内对多个信号收集单元进行测量，因此它的速度比视频选通快很多。我们同样以前面提到的 GSM 信号为例。

本振选通

本振选通有时也称为扫描选通，是另一项时间选通技术。在本振选通模式下，我们通过控制由扫描发生器产生的斜波电压来扫描本振，如图 2-40 所示。像所有频谱仪一样，当选通信号开启时，本振信号在频率上爬升。当选通关闭后，扫描发生器的输出电压固定，本振在频率上停止上升。由于这种技术可以在每个突发脉冲信号持续期间内对多个信号收集单元进行测量，因此它的速度比视频选通快很多。我们同样以前面提到的 GSM 信号为例。

用标准非选通模式的 X 系列信号分析仪扫过 1 MHz 扫宽需要 14.6 ms，如图 2-41 所示。如果选通脉冲宽度为 0.3 ms，频谱仪必须在 49（14.6 除以 0.3）个选通信号间隔时间内扫描；如果 GSM 信号的完整帧长为 4.615 ms，那么总的测量时间就等于 49 个选通信号间隔乘以 4.615 ms 等于 226 ms。这与后面所说的视频选通技术相比在速度上有了很大的提高。X 系列信号分析仪和 PSA 系列频谱分析仪均具有本振选通功能。

视频选通

一些频谱仪采用了视频选通的信号分析技术。这种情况下，当选通信号处于截止状态时视频电压被关闭或为“负无穷大”。检波器设置为峰值检波，扫描时间的设置必须保证选通信号在每个显示点或信号收集单元内至少出现一次，从而确保峰值检波器能够获得相应时间间隔内的真实数据，否则会出现没有数据值的迹线点，进而导致不完整的显示频谱。因此，最小扫描时间 = 显示点数 N x 突发脉冲的时间周期。例如，在 GSM 测量中，完整帧长为 4.615 ms，假设 ESA 频谱仪设置为缺省显示点数 401，那么对于 GSM 视频选通测量的最小扫描时间是 401 x 4.615 ms = 1.85 s。

有些 TDMA 格式的周期时间长达 90 ms，导致如果使用视频选通技术需要很长的扫描时间。现在，您已经知道典型的模拟频谱分析仪的工作原理，以及部分重要功能特性的使用方法，接下来要讨论的是当使用数字技术替代某些模拟电路时，对频谱分析仪的性能有何改善。

数字中频概述

自 20 世纪 80 年代以来，频谱分析最深刻巨大的变化之一就是数字技术的应用代替了以往仪器中模拟电路实现的部分。随着高性能模数转换器的推出，最新的频谱分析仪与仅仅几年前的产品相比，可以在信号通路的更早阶段对输入信号进行数字化。这种变化在频谱分析仪的中频部分体现的最为明显。数字中频1对频谱分析仪的性能有很大提高，它极大地改善了其测量速度、精度以及利用高性能 DSP 技术测量复杂信号的能力。

数字滤波器

Keysight ESA-E 系列频谱分析仪采用了一部分数字中频电路。传统的模拟 LC 和晶体滤波器只能实现 1 kHz 及更高的分辨率带宽（RBW），而采用数字技术则可使最窄的带宽达到 1 Hz 至 300 Hz。

如图 3-1 所示，线性模拟信号经下变频至中频 8.5 kHz，并通过一个带宽只有 1 kHz 的带通滤波器，随后该中频信号经过放大，以 11.3 kHz 的速率被采样及数字化。

信号一旦经过数字化后，便对其进行快速傅立叶变换。为了对合适的信号进行转换，分析仪必须是固定调谐的（不扫描），即这种转换必须是对时域信号进行的。因此当我们选择某一个数字分辨率带宽时，ESA-E 系列频谱分析仪以 900 Hz 的步进递增本振频率，而不是连续扫描。这种步进式调谐可以从显示屏上观察到，当数字处理完成后，显示以 900 Hz 的步进更新。

稍后我们会看到另一些频谱仪和信号分析仪（Keysight X 系列分析仪）使用了全数字化中频技术，即仪器中所有的分辨率带宽滤波器均采用数字技术实现。

矢量信号分析仪的结构

矢量信号分析仪的结构如上图所示

矢量信号分析仪采用了与传统扫描分析截然不同的测量方法。融入FFT和数字信号处理算法的数字中频部分替代了模拟中频部分。传统的扫描调谐式频谱分析是一个模拟系统 ; 而 VSA 基本上是一个使用数字数据和数学算法来进行数据分析的数字系统。矢量信号分析仪VSA软件可以接收并分析来自许多测量前端的数字化数据，使您的故障诊断可以贯穿整个系统框图。

在使用适当前端的情况下，矢量信号分析仪VSA可以覆盖射频和微波频段，并能提供额外的调制域分析能力。这些改进可以通过数字技术来实现，例如模拟 - 数字转换，以及包含数字中频 (IF) 技术和快速傅立叶变换 (FFT) 分析的 DSP。

这些频谱仪采用数字处理的一个关键好处是它的带宽选择性可达到约 4:1。即使是最窄的滤波器也可以达到这样的选择性，我们可以用它来分辨频率非常接近的信号。

让我们再对数字滤波器做相同的计算，一个好的数字滤波器的选择性模型是类高斯分布

其中H(∆f) 是滤波器边缘下降值（单位 dB）。

Δf 是相对于中心频率的频率偏移（单位 Hz），α 是控制选择性的参数。对于一个理想的高斯滤波器，α 的值等于 2。是德科技频谱分析仪的扫频式 RBW 滤波器是基于 α = 2.12 的准高斯模型，因而其选择性的比值为 4.1:1。

严格说来，信号一旦经过数字化就不再是中频（IF），这个点上的信号是用数字化的数值来表示。不过，我们使用术语 "数字中频" 来描述这种替代了传统频谱分析仪中所采用的模拟中频的数字处理技术。

把例子中的数值代入公式，我们得到：

在频率偏移 4 kHz 处，模拟滤波器的边缘下降为 -14.8 dB，与之相比，带宽为 3 kHz 的数字滤波器下降了 -24.1 dB。由于数字滤波器具备这种优良的选择性，它更能分辨出频率非常接近的信号。

全数字中频

Keysight X 系列等频谱分析仪首次将多项数字技术结合从而实现了全数字中频，这种全数字中频给用户带来很大好处。用于窄扫宽的 FFT 分析和用于宽扫宽的扫频分析的联合使用，优化了扫描过程，使得测量能够尽可能快速地完成。在结构上，模数转换器（ADC）和其他数字硬件的改进使模数转换器的位置能够更接近于频谱仪的输入端。

下面让我们先来观察 X 系列信号分析仪的全数字中频结构框图，如图 3-2 所示。

在此结构中，160 个分辨率带宽滤波器全部采用数字技术实现，但在模数转换器之前还会有模拟电路：首先是下变频的几个阶段，其次是一对单极点前置滤波器（其中一个为本振滤波器，另一个为晶体滤波器）。这里的前置滤波器与模拟中频的一样，用来防止后续过程对三阶失真的进一步放大。此外，它还能通过自动定标实现动态范围扩展，此单极点前置滤波器的输出将连接至自动定标（autorange）检波器和抗混叠滤波器。

与任何基于 FFT 的中频结构一样，抗混叠滤波器必须防止混叠现象（即带外的混叠信号成为模数转换器的取样信号）。这种滤波器拥有多个极点，所以有很大的群时延。

即使是下变频至中频的一个快速上升的射频（RF）脉冲，在经过此抗混叠滤波器时也会经历大于三个模数转换器时钟（30 MHz）周期的时延，这段时延给了频谱仪时间使其在接近的大信号造成 ADC（模数转换器）过载之前可将它识别出来。控制自动幅度调节检波器的逻辑电路会在大信号到达 ADC 前减小信号的增益，从而防止削波。如果信号包络长时间处于较小值，该自动幅度调节电路就会相应地提高增益，降低输入端的有效噪声影响，同时 ADC 之后的数字增益也会作相应地改变以补偿 ADC 之前的模拟增益的变化。结果就是当扫频模式下启用自动幅度调节功能可以获得一个很宽动态范围的“浮点式”模数转换器。

图 3-3 描绘了X 系列频谱分析仪的扫描方式。单极点前置滤波器允许增益在频谱仪调谐至远离载波频率时变得很高，而随着与载波频率的逐渐靠近，增益降低，ADC 量化噪声增大。该噪声电平的大小取决于信号距离载波的频率，因此它看起来像是一种阶梯状的相位噪声。不过，相位噪声与这种自动幅度调节的噪声并不同。频谱分析仪无法避免相位噪声，而减小前置滤波器的带宽可以降低大多数载波频率偏移处的自动幅度调节的噪声。又由于前置滤波器的带宽近似等于 RBW 的 2.5 倍，所以减小 RBW 也会减小自动幅度调节的噪声。

专用数字信号处理集成电路

我们回到数字中频的框图（图 3-2），ADC 增益由模拟增益确定并经过数字增益纠正后，一个专用的集成电路开始处理信号样本。首先，它把 30 MHz 的中频信号样本分离成速率减半（15 Mpairs/s）的 I、Q 两路，并用一个增益和相位与单极点模拟前置滤波器相反的单级数字滤波器给 I、Q 两路一个高频提升。然后 I、Q 信号经过一个接近于理想高斯响应的线性相位滤波器进行低通滤波。高斯滤波器由于最佳地折衷了频域性能（形状因子）和时域性能（对快速扫描的响应），经常被应用在扫频式频谱分析里。随着信号带宽的减小，I、Q 信号可能被抽取并送至处理器作 FFT 处理或解调。尽管 FFT 运算可以覆盖的频段跨度高达抗混叠滤波器的 10 MHz 带宽，但是即使在较窄的 FFT 宽度（比如1 kHz）和窄 RBW（比如 1 Hz）情况下，要进行 FFT 运算也需要 2 千万个数据点。对较窄的扫宽使用抽取技术可以大大减少 FFT 运算所需的数据点个数，提高计算速度。

对于扫频分析，经滤波的 I、Q 信号被转换为幅度/相位对的形式。传统的扫频分析，幅度信号经视频带宽（VBW）滤波器并通过显示检波电路获取样本值。对数/线性显示和每标度分贝值的选择在处理器中完成，所以信号不必重复测量就可以在屏幕上以任意比例显示其迹线。

其他视频处理功能

VBW 滤波器通常用于平滑信号的对数幅度，不过它还有许多其他功能。它能够在滤波之前将对数幅度转换为电压包络，并在显示检波之前以同样的方法将其转换回来。

在零扫宽情况下观察脉冲射频包络形状的理想方法是以线性电压标度显示滤出的信号幅度。对数幅度信号也可以在滤波前被转换为功率信号（幅度的平方）然后再被转换回去。功率信号滤波使得分析仪对具有类噪声特性的信号，如数字通信系统信号和对具有相同 rms 电压值的 CW 信号都给出相同的平均响应。一个日益增长的应用需求是测量一个信道或一段频率范围内的总功率。

在这种测量中，显示数据代表的是本振扫过该数据点的时间段内的平均功率。VBW 滤波器还可以被配置为一个累加器对对数、电压或功率进行平均。

频率计数

扫频式频谱分析仪通常都有一个频率计数器。它负责记录中频信号的过零次数以及在余下转换过程中相对于本振已知偏移量的频率偏移。如果计数器能够达到每秒计一次，可以实现 1 Hz 的高分辨率。

由于采用了数字合成本振和全数字 RBW，X 系列信号分析仪的固有频率精度很高（扫宽的千分之一）。另外，X 系列信号分析仪还包含一个不仅能记录过零次数，还能记录相位变化的频率计数器。所以它能够在 0.1 秒内分辨数十毫 Hz 的频率。有了这种设计，分辨频率变化的能力不再受频谱仪的限制，而是由待记录信号的噪声水平决定。

全数字中频的更多优势

我们已经讨论了全数字中频信号分析仪的诸多功能：功率/电压/对数视频滤波、高分辨率频率计数、存储迹线的对数/线性转换、卓越的形状因子、显示数据点的平均检波模式、160 个 RBW，当然还有FFT 和扫频处理。频谱分析中，RBW 滤波器的滤波过程会产生频率和幅度测量上的误差，该误差随扫描速率的变化而变化。对于固定水平的误差，全数字中频结构中线性相位的 RBW 滤波器比起模拟滤波器具有更快的扫描速度。数字实现还可以进行众所周知的频率和幅度读数补偿，允许的扫描速度通常是老式频谱仪的四倍。Keysight X 系列信号分析仪可以达到 50 倍以上的扫描速度。

数字技术实现的对数放大非常精确。整个分析仪的典型误差比制造商用来检验对数保真度的测量不确定度小很多。当分析仪混频器输入低于 -20 dBm 的任意电平时，对数保真度的指标为 ±0.07 dB。与模拟中频一样，对数放大器的范围不会限制低电平信号的对数保真度，这个范围只受混频器输入端的 -155 dBm 噪声的限制。由于上游电路高功率处的单音压缩，混频器输入端低于 -10 dBm 信号的保真度指标降至 ±0.13 dB。与之相比，模拟对数放大器的指标容限通常在 ±1 dB 的范围。

其他与中频相关部件的精度也有所提高。中频预选器是模拟的，必须像模拟滤波器那样做校准，因此受制于校准误差。但它的性能比大多数模拟滤波器好得多。由于需要制造的结构只有 1 级，相比模拟中频分析仪的 4 级或 5 级滤波器，这样的滤波器稳定很多。从而 RBW 滤波器之间的增益变化指标被控制在 0.03 dB，优于全模拟中频设计 10 倍。

中频带宽的精度取决于滤波器数字部分的稳定性限制和模拟预选器的校准不确定度。还是同样，预选器非常稳定，仅贡献了 5 级结构 RBW 所产生误差的 20%。所以，大部分 RBW 值都在他们指定设置带宽的 2% 之内，而模拟中频分析仪的指标是 10% 至 20%。

提高带宽精度最重要的目的是最小化信道功率以及类似测量的不准确性。我们知道RBW 滤波器的噪声带宽指标比其 2% 的设置容限更好，噪声游标和信道功率测量的容限经修正是 ±0.5%。因此，带宽不确定度对噪声密度和信道功率测量的幅度误差影响只有 ±0.022 dB。

最后，因为没有依赖于基准电平的模拟增益阶段，分析仪不会出现“中频增益”错误。所有这些技术的改进都意味着应用全数字中频会大大提高频谱分析仪的测量精度，同时它还使在改变频谱仪设置的时候不会严重影响测量不确定度，我们今后将会讨论到这一点的具体内容。

幅度和频率精度

我们已经能在频谱分析仪的显示屏幕上观察到信号，下面来研究幅度精度，或者更确切的说是幅度不确定度。目前大多数频谱分析仪都用绝对精度和相对精度来标定。不过，相对性能会影响到这两类精度，所以先从影响相对测量不确定度的那些因素开始研究。

在讨论这些不确定因素之前，我们再来观察图 5-1 所示的模拟扫描调谐式频谱分析仪的结构框图，看看哪些部分会造成不确定性。然后在本章后续内容中，我们会说明数字中频和各种修正及校准技术是如何从本质上减小测量不确定度的。

造成不确定度的元器件包括：

• – 输入连接器（不匹配）
• – 射频衰减器
• – 混频器和输入滤波器（平坦度）
• – 中频增益/衰减（基准电平）
• – RBW 滤波器
• – 显示标度保真度
• – 校准器（方框图中没有画出）

影响测量不确定度的一个重要而又经常被忽略的因素是阻抗失配。频谱仪一般不是理想的输入阻抗，信号源也没有理想的输出阻抗。当阻抗失配时，信号的入射和反射矢量产生的效果可好可坏，因此频谱仪接收到的信号就可能大于或小于原始信号。在大多数情况下，由阻抗失配造成的不确定度通常相当小，但应强调的是，随着近几年频谱仪幅度精度的大幅改善，如今阻抗失配造成的不确定度已经成为总测量不确定度中重要的一部分。总之，改善信号源或频谱仪的匹配性能可以降低测量不确定度。

计算最大匹配误差（单位 dB）的一般公式为：

其中 ρ 代表反射系数。

频谱分析仪的技术资料中一般都规定了输入电压驻波比（VSWR）。已知了 VSWR，就可以用下列公式计算出 ρ 值：

例如，考虑一个 频谱 仪的输入 VSWR 为1.2，被测器件（DUT）输出端口处的 VSWR 为 1.4，则产生的匹配误差等于 ±0.13 dB。

由于频谱仪的最差匹配发生在输入衰减器设置为 0 dB 的时候，故应尽量避免 0 dB 的设置。我们还可以在频谱仪输入端附加一个匹配良好的器件（衰减器），这样便能大大减小由失配所引起的不确定度因素。当要测量的信号远大于噪声电平时，加入衰减器能够有效地减小测量不确定度。不过当信噪比较小（一般 ≤ 7 dB）时，附加衰减器反而会加大测量误差，这是因为噪声功率附加在了信号功率上，导致偏高的错误读数。

下面我们来分析输入衰减器。某些相对测量需要不同的衰减器设置，这时我们必须考虑输入衰减切换的不确定度。由于射频衰减器必须工作在频谱仪的整个频率范围内，所以它的步进精度随频率而变化。衰减器还会影响总的频率响应：可以预见在 1 GHz 处，衰减器的性能十分良好，而在 26 GHz 处则不一定有同样令人满意的性能。

信号传输路径上的下一个元器件是输入滤波器。频谱分析仪在低频段使用固定低通滤波器，在高频段则使用可调带通滤波器，又称为预选器（将在第 7 章详细讨论）。其中低通滤波器与预选器相比，有更好的频率响应，且带来的频率响应误差的不确定度也较小。预选器通常是一个 YIG 调谐滤波器，它的频响变化范围较大，在毫米波频段其值在 1.5 dB 到 3 dB 之间。

输入滤波器之后的元器件是混频器和本地振荡器，它们都会增加频率响应不确定度。

图 5-2 显示了一个频段内的频率响应。频率响应通常定义为偏离两极值中点±x dB。频谱仪的频率响应表征了由平坦度以及信号到达第一混频器前（包括第一混频器）各个元器件之间的相互作用产生的总体系统性能。微波频谱分析仪使用不止一个频段来达到 3.6 GHz 以上，这是通过使用一个具有更高次谐波的本地振荡器来完成的，我们将在第 7 章对其进行讨论。在对不同频段的信号作相对测量时，必须考虑每个频段的频率响应以确定总的频率响应不确定度。另外，某些频谱仪还有频段切换不确定度，也必须被纳入在总的测量不确定度中。

当输入信号转换至中频后，会通过中频增益放大器和中频衰减器以补偿射频衰减器设置的变化和混频器变频损耗，于是输入信号的幅度都是参考屏幕标度盘最上方的一行，即众所周知的基准电平。

中频放大器和衰减器只工作于单一频率，所以对频率响应没有影响。然而，它们本身的精确程度所引入的某种幅度不确定度总是存在，这种不确定度被称为基准电平精度。

在测量过程中可能发生变化的另一个参数是分辨率带宽。不同的滤波器具有不同的插入损耗，通常，当在 LC 滤波器（一般用于较宽的分辨率带宽）和晶体滤波器（用于较窄的分辨率带宽）之间切换时插入损耗差别最大，由此导致分辨率带宽切换不确定度。

在频谱分析仪上最常用显示信号的方法是采用对数幅度标度，比如每格为 10 dB 或 1 dB，所以中频信号一般会通过一个对数放大器，而此对数放大器的增益特性近似对数曲线，因此任何相对于理想对数响应的偏移都会增加幅度不确定度。同样，当频谱仪采用线性标度模式时，线性放大器也没有完美的线性响应。这种不确定度称为显示标度保真度。

相对不确定度

当对输入信号进行相对测量时，我们将该信号的某个部分或另一个不同的信号作为基准。例如，在测量二次谐波失真时，我们用信号的基波作为基准，绝对值并不予考虑，而只关心二次谐波与基波的幅度差值。

在最差的相对测量情形下，基波信号可能出现在最高频率响应的点上，而我们想要测量的谐波信号则出现在最低频率响应的点上，相反的情况也会以同样的概率发生。因此，如果相对频响指标是如图 1-2 所示的 ±0.5 dB 的话，那么总的不确定度将是它的 2 倍，即 ±1.0 dB。

有时被测的两个信号可能分别处于频谱仪的不同频段，这种情况下，严格分析总的不确定度则必须包括这两个频段的平坦度的不确定度之和。

其他不确定度，像 RBW 切换不确定度或基准电平精度，都是对两个信号同时起作用，在相对测量过程中可不予考虑。

绝对幅度精度

这种情况下，严格分析总的不确定度则必须包括这两个频段的平坦度的不确定度之和。因此我们可以依靠频谱仪的相对精度把基准信号的绝对校准转移到其他频率和幅度上。频谱仪通常还有一个绝对频率响应指标，平面曲线的零点就与这个校准信号对齐。许多是德科技频谱仪都采用 50 MHz 的基准信号，在此频率处，绝对幅度精度指标非常之高：高性能 X 系列信号分析仪为 ± 0.24 dB。

表 5-1. 常见频谱分析仪的幅度不确定度的典型值

在进行不同类型的测量时最理想的做法是考虑所有已知的不确定度然后确定哪些不确定度可以忽略不计。表 4-1 中的数值给出了多种不同频谱仪的指标范围。

比如像频率响应的一些指标，与频率范围的选取有关。一个 3 GHz 的射频分析仪其频率响应可能为 ±0.38 dB，而另一个调谐至 26 GHz 的微波频谱分析仪的频率响应可能是 ±2.5 dB 或者更高。另一方面，一些其他不确定度来源，如分辨率带宽的变化，对所有频率产生的效果相同。

改善总的不确定度

若我们是第一次考察总的测量不确定度，可能会过于关注将不确定度的值加在一起。最坏的情况是，频谱仪中每个引起不确定性的来源都达到规定的最大值，而且同时全部偏向同一方向。由于不确定性来源可以认为是独立变量，可能有些误差是正的，而其他误差是负的，所以常用的方法是计算这些误差的和方根（RSS）。

无论考虑最坏的情况还是 RSS 误差，我们都可以采取一些措施来改善这种状况。首先，应当知道所使用频谱仪的具体技术指标，这些指标在所要进行测量的范围内可能足以满足需要。如果不是这样，表 4-1 提出了几种可能改善精度的途径。

在获取任何数据以前，我们可以先逐步进行一次测量，看看是否有一些参数不需要进行调节。我们可能会发现：无需改变射频衰减器设置、分辨率带宽或是基准电平就能够满足测量的需要，如果是这样，那么与改变这些控制相关的所有不确定度就可以消除。我们可能在显示保真度和基准电平精度中作折衷选择，选用它们当中精度更高的那个并消除另一个不确定度因素。如果不怕麻烦想要鉴定某个分析仪的特性，我们甚至可以绕过频率响应2。而使用一个功率计，通过对比所需频率处的频谱仪读数和功率计读数来实现。

这同样适用于校准器。如果有一个更加精确的或者是更接近于感兴趣频率的校准器，那么可以用它代替内置校准器。

目前许多分析仪都具有自动校准程序，这些程序会产生一个误差系数（例如，幅度随分辨率带宽的变化），分析仪稍后用这个系数来纠正测量数据。有了这些自动校准程序，我们便可以用频谱仪准确地进行幅度测量并能够在测量过程中更自由地改变参数设置。

技术指标、典型性能和标称值

当我们评估一个频谱仪的精度时，必须理解频谱仪技术资料中诸多基准值的含义。是德科技定义了 3 类表征仪器性能的指标：

技术指标描述温度在 0 到 55 ℃（除非另有说明）之间仪器质量保证的性能参数。每台仪器都要经过测试以验证满足该指标，而且还要考虑用来测试该仪器的设备自身的测量不确定度。所有被测试的仪器100% 满足技术指标。

有些测试设备制造商对某些仪器指标使用“2 sigma”或 95% 置信度，所以在评估来自不同制造商的设备技术指标时，为了获得准确的对比，很重要的一点是确保进行对比的是同一类型的数据。

典型性能描述仪器质量保证中不涵盖的其他产品性能指标。它比技术指标规定的性能高，表示 80% 的设备在温度 20 至 30℃ 时置信度为 95% 的性能指标。

典型性能不包括测量不确定度。生产过程中要对所有的仪器进行测试以获得典型性能指标。

标称值指仪器预期的性能或对仪器的测量应用有意义的指标，但是这些指标不被仪器质量保证所涵盖。标称值在仪器生产过程中一般不经过测试。

数字中频结构和不确定度

如前一章所述，数字中频结构可以消除或是最小化模拟频谱仪的诸多不确定度。这些不确定度包括：

基准电平精度（中频增益不确定度）

具有全数字中频结构的频谱仪如 Keysight X 系列频谱分析仪，没有随基准电平变化的中频增益，所以没有中频增益不确定度。

显示标度保真度

数字中频结构中没有对数放大器，其对数功能通过数学方法实现，所以传统的对数保真度不确定性不存在。不过其他一些因素，如射频压缩（尤其是对幅度大于 -20 dBm 的输入信号)、ADC 增益范围对齐精度和 ADC 的线性度（或量化误差）都会影响显示标度的不确定性；其中量化误差可以通过加入噪声平滑 ADC 传输函数来改善，被加入的噪声称为抖动。尽管抖动可以增加线性度，但还是会些许地恶化显示平均噪声电平。对于 X 系列频谱仪，通常建议在被测信号的信噪比大于或等于 10 dB 时才使用抖动。

而当信噪比小于 10 dB 时，对于任一单次测量（换句话说，没有平均），加入抖动带来的更高底噪所造成测量精度的恶化问题相比于它所解决的线性度问题更加糟糕，所以此时最好关掉抖动。

RBW 切换不确定度

X 系列信号分析仪中的数字中频包括一个模拟预选器，带宽设置为所需分辨率带宽的 2.5 倍。此预选器在带宽、增益和中心频率方面具有某些不确定性，且它随 RBW 的设置而变。余下的 RBW 滤波过程在数字中频部分由 ASIC 进行数字实现，尽管数字滤波器并不完美，但是具有很好的可重复性，并使用一些补偿尽量减小误差。这与模拟实现相比，整体上极大地改善了 RBW 的切换不确定度。

幅度不确定度示例

我们来看看一些针对不同测量的幅度不确定度的例子。假设我们要测量一个频率为 1 GHz、幅度为 -20 dBm 的射频信号，如果使用 Keysight PXA X 系列频谱仪，衰减 = 10 dB，RBW = 1 kHz，VBW = 1 kHz，扫宽 = 20 kHz，基准电平 = -20 dBm，采用对数标度，扫描时间联动和 20 至 30℃ 的环境温度，技术指标上指出绝对不确定度等于 ±0.24 dB 加上绝对频率响应；而使用 MXA X 系列信号分析仪采用相同的设置测量相同的信号时，不确定度等于±0.33 dB 加上绝对频率响应。具体数值总结于表 1-2 中。

当频率更高时，不确定度也随之增大。本例中，我们要测量一个中心频率为10 GHz、幅度为 -10 dBm 的信号，此外我们还想测量它在 20 GHz 频率处的二次谐波。

假设测量条件如下：0 至 55℃，RBW = 300 kHz，衰减 = 10 dB，基准电平 = -10 dBm。我们比较了是德科技不同的频谱分析仪和信号分析仪 8563EC（模拟中频）和 N9030A PXA（数字中频）的绝对和相对幅度不确定度，如表 1-3。

频率精度

什么是频率精度？

频率精度通常指定为几种误差源的总和，包括频率参考误差，Span误差和RBW中心频率误差，公式为：

± (marker frequency x freq reference accuracy +0.1%*span + 5% of RBW + 2Hz + 0.5 x Horizontal resolution)

其中 Horizontal resolution= span/(sweep points – 1)

频率精度和幅度精度是发射机测试非常关注的一个指标，绝对精度也就是说marker的幅度和频率的准确程度；相对精度则表示delta marker的准备程度。相对精确度优于绝对精确度，因同一时刻绝对误差被抵消。

相对幅度误差：是一个相对值，单位为dB,影响因子主要有：衰减器低频好高频差，模拟中频不稳定，中频滤波器频宽不同插损不同，不同刻度。校准精度误差，中频对数放大器的不理想误差，RBW的切换误差等抵消掉，消失了。

绝对幅度精度：绝对幅度的单位是dBm, 在做准确的功率测试之前，先进行功率频率校准。上述所有的幅度误差相关因子都会影响绝对幅度误差，同时较准精度也会引入误差。

至此，我们已经近乎全面地探讨了幅度测量。那么频率精度测量又如何呢？

同样我们将频率测量划分为两大类，绝对频率测量和相对频率测量。

绝对测量用来测量指定信号的频率，例如我们可能会去测量一个无线电广播信号，以确认它是否工作在分配的频率内。绝对测量还可以用来分析干扰信号，例如杂散搜索。而相对测量可用来得到频谱成分之间的频率差或者是调制频率是多少。

直到 20 世纪 70 年代末，由于第一本振是一个工作在高于分析仪射频范围的高频振荡器，绝对频率不确定度是以兆赫兹（MHz）测量的，在当时也没有将本振与一个更精确的基准振荡器相关联。如今的本振经过合成已提供了更好的精度。绝对频率不确定 度通常由频率读数精度的指标来描述，它包括中心频率、起止频率和游标频率。

随着 1977 年 Keysight 8568A 产品的问世，通用频谱分析仪可以提供类似频率计数器的精度，并且使用恒温振荡器减小频率漂移。这些年以来，频谱仪中增加了不同价格多种形式间接合成的晶体基准振荡器。间接合成最广泛的定义是：该振荡器的频率在某种程度上取决于基准振荡器。它包含了锁相、鉴频和计数器锁等技术。

我们真正关心的是这些变化对频率精度（和频率漂移）的影响。典型的读数精度可以表示如下：

± [(频率读数 x 频率基准误差) + 扫宽的 A% + RBW 的 B% + C Hz]

需要注意的是，除非我们知道基准频率的信息，否则无法确定精确的频率误差。尽管有时老化率是以较短的周期给出（如±5 x 10–10/天），但大多数情况下我们知道的都是年老化率，比如 ±1 x 10–7/年。此外我们还需知道振荡器最近一次被调整的时间以及它的值与标称频率（通常为 10 MHz）的接近程度。

在考虑频率精度时有些因素经常被忽略，包括基准振荡器的已工作时长。许多振荡器需要经过 24 到 72 小时才能达到规定的频率漂移率。为了尽可能减小这种影响，一些频谱仪只要插入交流电源线就会持续的为基准振荡器供电。这种情况下，设备其实并未处于真正意义上的“关闭”状态，更恰当的说法应该叫“待机”。

我们还需要考虑温度稳定性，因为它的影响可能比漂移率更严重。总之，在确定频率不确定度之前有众多因素需要考虑。

在出厂设置中，通常会利用一个溯源到国家标准的内部频率标准。大多数具有内置基准振荡器的频谱仪允许使用外部基准，于是前面表达式的频率基准误差就是内部频率标准的误差。

当进行相对测量时，需要考虑扫宽精度。是德科技频谱仪的扫宽精度一般定义为屏幕上任意两个频谱分量所指示间隔的不确定性。例如，假设扫宽精度是扫宽的0.5%，两个信号在 1 MHz 的扫宽内相距两个格（100 kHz/格），信号间隔的不确定度为 5 kHz；如果使用 ∆ 游标，不确定度也是一样。∆ 读数会为 200 kHz，测量结果应该是 200 kHz ± 5 kHz。

当在野外进行测量时，我们一般希望频谱仪开启后能够尽快完成测量任务并转移到下一个测量点。这时，了解频谱仪在预热时间较短时基准信号的工作情况是很有帮助的。例如 Keysight ESA-E 系列便携式频谱分析仪在 5 分钟预热时间后就会满足其公布的性能指标。

大多数频谱仪都包含可以放置在信号迹线上以获得信号绝对频率和幅度的游标功能。

不过，游标所指示的频率值随显示频率的校准、游标在屏幕上的位置和所选择的显示点个数而变化。同时，为了获得最佳的频率精度，必须仔细地把游标精确地放在频谱分量响应的峰值处，如果稍有偏差，频率读数就会不准确。为了获得最好的精度，我们可以通过调窄扫宽和分辨率带宽而将它们的影响减到最小，从而可以更容易地将游标放在响应的峰值上。

许多频谱仪拥有游标模式，它包含可以消除扫宽和分辨率带宽对频率精度影响的内部计数装置。计数器并不直接对输入信号计数，而是对中频信号或一个或多个本振进行计数，然后由处理器计算出输入信号的频率。为了消除计数中的噪声因素，要求满足一个最小限度的信噪比。对中频信号计数还可以消除将游标精确地放在显示的信号响应峰值上的要求。如果使用游标计数器功能，将其放置于信号峰值附近距离噪声足够远的任何位置都能正常工作。

游标计数精度可表示为：

± [(游标频率值 x 频率基准误差) + 计数器分辨率]

其中，频率基准误差见前面的讨论。计数器分辨率，和其他简单的数字计数器一样，是指计数器读数的最低有效位。一些频谱仪允许同时使用计数器模式与 ∆ 游标，这种情况下，计数器分辨率和固定频率的影响将会加倍。

灵敏度和噪声

频谱仪的主要应用有三个方面：调制参数和波形、信号失真和噪声。

频谱分析仪可以直接测量传统AM、FM和PM信号的调制质量，但对于数字调制信号来说，要求高性能的频谱分析仪在中频部分实现了数字化，通过各种算法对信号进行矢量分析。在数字调制信号带内特性的测量中，频谱分析仪主要用于功率、占用带宽和功率对时间关系等项目。

可以说，频谱分析仪对于数字调制信号测量的最主要应用还是带外测量，即信号的失真，因为非线性失真会产生新的频率分量，反映为信号带外频谱的谐波和杂散，会干扰本系统和其他的无线系统，因此这类测试对发射机和接收机都非常重要。频谱分析仪的调谐-滤波的中频处理实现很高的动态范围，一方面可以测量频谱上极低幅度的信号，另一方面可以测量信号的失真成分。前面介绍的数字调制信号带外特性的测试项目一般都是通过高性能频谱分析仪完成的，如邻道干扰、频谱模板和频谱杂散。

扫描二维码，推荐阅读：毫米波接收机校准

第三类重要的测试应用就是噪声频谱分析。目前无线通信测试遇到两类噪声信号，一类是传统意义的噪声，它是有用信号的干扰成分，在收发信机设备中是应该抑制的对象。任何有源器件都会产生噪声。接收机接收有用信号的同时也输入了信道中的噪声，接收信号需要足够的信噪比（S/N）才能够正确解调信号，所以很多情况下需要测量噪声功率以及信噪比。另一类则是类噪声的有用信号，例如CDMA信号，由于采用高速伪随机码扩频，所以信号在频域和时域的特征与噪声非常相似。

针对类噪声频谱分析，往往需要更好的灵敏度和动态范围。同时，传统的频谱分析很难观察类噪声信号的调制参数，需要加装数字矢量分析功能。

什么是灵敏度？

频谱分析仪在不加任何信号时会显示噪声电平，由于频谱分析仪自身产生的噪声，其大部分来自中频放大器的第一级。

灵敏度和显示平均噪声电平的区别

灵敏度是什么意思？

灵敏度是在一定的信噪比（SNR）或比特误码率的情况下可测量到的最小信号电平。它是无线电接收机性能的一个通用指标。

什么是平均噪声电平？

频谱分析仪的主要用途之一是搜索和测量低电平信号。这种测量的最终限制是频谱分析仪自身产生的噪声。这些由各种电路元件的随机电子运动产生的噪声经过分析仪多级增益的放大最后作为噪声信号出现在显示屏上。该噪声在频谱分析仪里通常称为显示平均噪声电平，或称 DANL。显示平均噪声电平会和“灵敏度”混淆。虽然它们之间有关系，但是含义并不相同。

噪声在频谱分析仪中并不是直接出现的，作为测量结果的一部分，被称为显示平均噪声电平(Display Average Noise Level - DANL)。而频谱分析仪的指标总是以 DANL 给出。

频谱分析仪的灵敏度定义为它所显示的平均噪声电平（DANL），这项指标关系到仪表对弱信号的检测能力。若一信号的电平等于显示的平均噪声电平，它将以近似3dB突起显示在平均噪声电平之上，这一信号被认为是最小的可测量信号电平，但是如果不用视频滤波器平均噪声，总是不能看到这一现象的。

频谱分析仪的灵敏度定义为在一定的分辨带宽下显示的平均噪声电平。“平均”意味着噪声信号的幅度随时间和频率都是随机变化的，要对噪声功率进行定量测试，只能得到其平均值。

频谱分析仪表的灵敏度是仪表的重要指标，频谱分析仪灵敏度与其RBW；VBW；衰减器设值有关。

DANL 中看到的噪声功率由热噪声和频谱分析仪的噪声系数组成。虽然使用一些技术可以测量略微低于 DANL 的信号，但是 DANL 始终限制着我们测量低电平信号的能力。

让我们假设一个 50 欧姆的端子连接在频谱分析仪的输入端以防止其他信号进入分析仪。这个无源端子产生少量的噪声能量kTB，其中：

• k = 玻尔兹曼常数（1.38 x 10–23 joule/K） 
• T = 温度（K）
• B = 噪声带宽（Hz）

由于总噪声功率是测量带宽的函数，数值通常归一化至 1 Hz 带宽。因此，室温下噪声功率密度是 -174 dBm/Hz。当该噪声到达分析仪的第一增益级，放大器将它连同自身的噪声一起放大。

当噪声信号继续通过系统时，由于幅度足够高，以致后续增益级产生的噪声对总噪声功率仅仅贡献了一小部分。注意在频谱分析仪的输入连接器和第一级增益之间会存在输入衰减器以及一个或多个混频器，这些元器件都会产生噪声。不过它们产生的噪声正处于或接近绝对最小值 -174 dBm/Hz，所以不会对进入第一增益级并被放大的噪声有显著影响。

虽然在输入连接器与第一增益级之间的输入衰减器、混频器和其他电路元件对实际系统噪声的影响较小，但由于它们衰减了输入信号，故对分析仪显示低电平信号的能力有明显影响，也就是说，它们降低了信噪比从而使灵敏度降低。

当频谱分析仪输入端带有 50 欧姆负载，我们可以通过简单地记录显示器上指示的噪声电平来确定 DANL。所示的电平就是频谱分析仪自身的底噪。低于该电平的信号被噪声掩盖而无法观测。不过，DANL 并不是输入端的实际噪声电平，而是有效噪声电平。分析仪的显示经过校准反映输入端的信号电平，因而所显示的噪声电平代表了输入端假想的或者说有效的底噪。

输入端实际噪声电平是输入信号的函数。实际上，有时噪声就是我们感兴趣的信号。就像任何离散信号，当噪声信号高于有效（显示）底噪时较容易测量。输入端有效底噪包括位于第一增益级之前的输入衰减器损耗、混频器变频损耗和其他电路元件损耗。我们无法改变混频器变频损耗，但却可以控制射频衰减器。这使得我们可以控制进入第一级混频器的输入信号功率并改变所显示的信号与底噪比。显然，当选择最小的（零）射频衰减时，所得到的 DANL 最低。

由于输入衰减器不影响系统产生的实际噪声，一些早期的频谱分析仪不管输入衰减器的设置如何都简单地将噪声显示在同样的位置。也就是中频增益保持恒定。在这种情况下，输入衰减器将会影响显示器上实际输入信号的位置。当增大输入衰减，输入信号进一步被衰减，显示器上信号的位置降低而噪声的位置保持不变。

从二十世纪 70 年代末开始，频谱分析仪的设计采用了不同的方法。在新型分析仪中，内部的微处理器可以改变中频增益从而补偿输入衰减器的变化。所以当改变输入衰减器时，分析仪输入的信号在显示器上的位置并不改变，只是显示的噪声上下移动。这时基准电平保持不变。如图 1-1 所示，当衰减从 5 dB 增加到 15 dB 再到 25 dB，显示的噪声电平上升而信号电平保持 -30 dBm 不变。任何一种情况下选择最小的输入衰减将会获得最佳信噪比。

分辨率带宽也会影响信噪比或灵敏度。频谱分析仪产生的噪声是随机的并且在宽频率范围内保持恒定的幅度。因为分辨率（或称中频）带宽滤波器位于第一增益级之后，通过滤波器的总噪声功率由滤波器的带宽决定。该噪声信号被检测并最终显示出来。噪声信号的随机属性使得显示电平按下列规律变化：

10 log (BW2/BW1)

所以如果将分辨率带宽改变 10 倍，显示的噪声电平会改变 10 dB，如图 1-2 所示。对于连续波信号，使用频谱分析仪所提供的最小的分辨率带宽将会获得最佳信噪比或灵敏度。（宽带脉冲信号表现出的情况相反，当带宽变大，SNR 增加。）

频谱分析仪显示信号加噪声，低的信噪比将使信号难以分辨。前面提到视频滤波器可以用来降低带有噪声的信号的幅度波动同时不影响恒定信号的幅度。图 5-3 显示出视频滤波器如何改善辨识低电平信号的能力。注意视频滤波器对平均噪声电平并没有影响，所以严格说来也不影响分析仪的灵敏度。

总之，对于窄带信号，通过选择最小的分辨率带宽和最小的输入衰减，可以获得最佳的灵敏度和信噪比。我们还可以通过设置最小的视频带宽便于我们观察处于或接近噪声电平的信号3。当然，选择窄的分辨率带宽和视频带宽会延长扫描时间。

本底噪声扩展

虽然通过设计适合的硬件和选择恰当的元器件可以降低分析仪的固有本底噪声进而显著改善动态范围，但是在实际应用中仍存在着一些限制。还有一种方法可显著改善动态范围。通过全面的信号处理和其他技术创新，可对信号分析仪中的噪声功率进行建模并将其从测量结果中删除，从而降低有效噪声电平。在高性能 X 系列信号分析仪中，这项操作被称为本底噪声扩展（NFE）。

一般来说，如果能够准确地确定分析仪的噪声功率成分，那么在进行各种频谱测量时就可以从结果中减去噪声功率。例如信号功率或频段功率、ACPR、杂散、相位噪声、谐波和互调失真等频谱测量。噪声消减技术不会改进诸如信号解调或信号时域显示等矢量分析操作的性能。

是德科技在噪声消减技术方面已表现出卓越的实力，其矢量信号分析仪提供了迹线运算功能，用以消除频谱及频段功率测量结果中的分析仪噪声（Keysight X 系列信号分析仪也提供了类似的迹线运算功能）。

尽管这种功能在使用中略有不便，但是非常有效。它包括切断信号与分析仪的联系，通过大量平均运算来测量分析仪噪声电平，而后重新联系信号，使用迹线运算功能得出并显示正确结果。每当分析仪的配置（中心频率/扫宽、衰减/输入范围、分辨率带宽）发生变化时，都必须重新测量分析仪的噪声功率。

高性能 X 系列分析仪显著改善了这项测量技术，使之适用于多种测量场合。工程师在对分析仪进行校准时，会测量决定分析仪本底噪声的重要参数，然后用这些参数（以及当前的测量信息，如分析仪温度）构建分析仪本底噪声的完整模型，包括分析仪配置和工作条件发生变化时的模型。随后，分析仪会从频谱和功率测量结果中自动减去仪表噪声功率成分。这个处理过程称为本底噪声扩展，通过“ModeSetup（模式设置）”菜单里的按键启用。图 1-4 显示了一个实例。

NFE效果表现在多个方面。分析仪在低频段（3.6 GHz 以下）的显示平均噪声电平（DANL）一般会下降 10 至 12 dB，在高频段（3.6 GHz 以上）会降低大约 8 dB。虽然显示的噪声电平将会降低，但是这只是删减了分析仪的噪声功率。因此，如果分析仪的噪声功率所占比例较大的话，那么显示的信号功率降低得很明显，反之则不会降低多少。

启用 NFE 后，无论是离散信号，还是信号源的本底噪声，高性能X系列信号分析仪的测量结果都会更精确。NFE 可以与所有的频谱测量（无论是 RBW 还是 VBW）、任何类型的检波器或平均功能结合使用。

噪声系数

许多接收机制造厂商按照噪声系数而不是灵敏度来定义接收机的性能。正如我们后面将看到的，这两个指标是可以换算的。频谱分析仪就是一个接收机，我们将基于正弦输入信号来研究噪声系数。

噪声系数被定义为信号通过某设备（这里就是频谱仪）时信噪比的恶化程度。我们可以将噪声系数表示为：

对于频谱仪来讲，这个表达式是可以简化的。首先，输出信号是输入信号乘以分析仪的增益。其次，由于输出端（显示器上指示）的信号电平与输入（输入连接器上）的电平一样，分析仪的增益即为 1。所以经过替代、抵消和重新整理，该表达式变成：

该表达式告诉我们确定噪声系数需要做的就是将显示器读出的噪声电平和输入连接器端真实的（非有效）噪声电平进行比较。噪声系数通常以 dB 表示，或：

NF = 10 log(F) = 10 log(No) – 10 log(Ni).

我们使用输入端真实的噪声电平，而不是有效噪声电平。这是因为我们的输入信噪比是基于真实噪声。正如前面所提到的，当输入端接 50 欧姆负载时，室温下 1 Hz 带宽的 kTB 噪声电平是 -174 dBm。

我们知道分析仪上显示的噪声电平随带宽的变化而改变。因此要确定频谱分析仪的噪声系数我们仅需要测量某一带宽的噪声功率，然后使用 10 log (BW2/BW1) 计算出 1 Hz 带宽下的噪声功率，并将它与-174 dBm 进行比较。

例如，如果测得 10 kHz 分辨率带宽下的噪声功率为 -110 dBm，我们可以得到：

噪声系数与带宽无关

（对于特定的分析仪，由于分辨率带宽滤波器部分和增益在中频链的分布方式有所不同，这一点可能不完全正确。）假如选择不同的分辨率带宽，所得到的结果完全一样。例如，如果选择 1 kHz 分辨率带宽，所测的噪声为 -120 dBm，10 log (RBW/1) 将是 30。累加各项得到 -120 -30 + 174 = 24 dB，噪声系数与上面的结果相同。

例子中的 24 dB 噪声系数告诉我们一个正弦信号必须比 kTB 高 24 dB 才能等于这个分析仪上的显示平均噪声电平。因此我们可以使用噪声系数来确定给定带宽下的 DANL 或比较同样带宽下不同分析仪的 DANL。（照这样计算的噪声系数不能直接与接收机的噪声系数相比较，因为公式中“所测的噪声”项比实际噪声低 2.5 dB。见本章的“噪声作为信号”。）

前置放大器

引入噪声系数的一个原因是它能帮助我们确定如果使用前置放大器会给我们带来多大好处。24 dB 的噪声系数对于频谱分析仪是不错的，而对于专用接收机则不够好。

不过，通过在频谱分析仪的前端放置一个合适的前置放大器，得到的系统（前置放大器和频谱分析仪）噪声系数会比单独使用频谱分析仪的噪声系数要低。从某种程度上讲，我们降低了噪声系数，也就是改进了系统的灵敏度。

前面介绍噪声系数时，我们基于正弦输入信号进行讨论。我们以同样的依据考察前置放大器带来的好处。不过，前置放大器同样也放大了噪声，并且这个输出噪声可能高于分析仪的有效输入噪声。正如在后面的章节“噪声作为信号”部分将要看到的那样，频谱分析仪使用对数功率平均如何显示一个随机噪声信号，并且该显示值低于实际值 2.5 dB。当探讨前置放大器时，应该适当考虑这 2.5 dB 的影响。

与其使用一大堆公式来考察前置放大器的好处，不如让我们看看两个极端的例子和它们适用的情况。首先，如果前置放大器（带宽与频谱分析仪的一样）的输出噪声功率比分析仪的 DANL 高至少 15 dB 时，那么系统的噪声系数比前置放大器的大概低 2.5 dB。我们怎么知道这是正确的呢？只要将前置放大器连接至分析仪并且注意显示的噪声发生了什么变化。如果它增大了15 dB 或更多，便验证了上述结论。

另一方面，如果前置放大器（仍与频谱分析仪的带宽相同）输出的噪声功率比分析仪的显示平均噪声电平低 10 dB 或更多，那么系统的噪声系数等于频谱分析仪的噪声系数减去前置放大器的增益。同样仍可通过观察分析仪来检验这个情况。连接前置放大器到分析仪，若显示噪声没有改变，那么就验证了该结论。

不过，通过仪器测试需要有现成的设备。我们不需要考虑具体数字。只要将前置放大器连接至分析仪，记录显示平均噪声电平，然后减去前置放大器的增益，就得到系统的灵敏度。

然而我们真正希望的是提前知道前置放大器起到什么作用。上述的两个情况可以作如下表述：

通过这些表达式可以看到前置放大器是如何影响灵敏度的。假设频谱分析仪的噪声系数是 24 dB，前置放大器的增益是 36 dB 并且噪声系数是 8 dB。要得到系统的噪声系数只需要将前置放大器的增益加噪声系数与频谱分析仪的噪声系数作比较。前置放大器的增益加噪声系数是 44 dB，比频谱分析仪的噪声系数高 15 dB 以上，所以前置放大器和频谱分析仪组合的噪声系数是前置放大器的噪声系数减去 2.5 dB。在 10 kHz 的分辨率带宽下，前置放大器和分析仪的系统灵敏度（显示平均噪声电平，DANL）为：

在这个公式中，kTB = −174 dBm/Hz，因此 kTBB=1 为 −174 dBm.典型数字 RBW的噪声带宽（NBW）比 RBW 宽 0.2 dB，也就是 40.2 dB。系统的噪声系数现在为 8 dB。LogCorrectionFactor 为 −2.5 dB，因此灵敏度为 −128.3 dBm。

此时的底噪较没有前置放大器时的-110 dBm 改善了 18.3 dB。

不过，使用前置放大器可能有一个缺点，这取决于我们最终的测量目的。如果我们想要最好的灵敏度但不能损失测量范围，前置放大器则不是一个正确的选择。图1-5 描述了这一点。一个 24 dB 噪声系数的频谱分析仪在 10 kHz 分辨率带宽下的显示平均噪声电平是 -110 dBm。如果分析仪的 1 dB 压缩点6 是 0 dBm，那么测量范围是 110 dB。当连接前置放大器，系统的最大输入必须减去前置放大器的增益，即为 -36 dBm。还有，当连接前置放大器后，因为前置放大器的输出噪声功率比分析仪自身的底噪高很多，甚至考虑了2.5 dB 因素以后，显示平均噪声电平也会上升 17.5 dB。在这个较高噪声电平的基础上减去前置放大器的增益，我们的测量范围是 92.5 dB，相比没有前置放大器少了 17.5 dB。所以当连接前置放大器时，测量范围的损失就等于显示噪声的变化。

要想提供好的灵敏度而又不损失测量范围，前置放大器必须符合上述的第二条标准，也就是，前置放大器的增益和噪声系数之和至少必须低于频谱分析仪的噪声系数 10 dB。在这种情况下，连接前置放大器时显示的底噪将不会有显著变化。尽管整个测量范围下移，并且移动量为前置放大器的增益，我们还是得到了与开始相同的总测量范围。要选择正确的前置放大器，需要基于我们的测量需求。如果我们想要绝对最佳的灵敏度而不关心测量范围，我们应该选择一个高增益，低噪声系数的前置放大器从而系统的噪声系数就是前置放大器的噪声系数减去 2.5 dB。如果我们想要好的灵敏度但是不能牺牲测量范围，我们必须选择一个低增益的前置放大器。

有必要指出的是，通过调节频谱分析仪的输入衰减器能有效地降低噪声系数（或者如果愿意，可以减小前置放大器的增益）。例如，如果我们需要稍微提高灵敏度而并不放弃测量范围时，可以使用前面的前置放大器加上频谱分析仪上的 30 dB 射频输入衰减。

这个衰减会使分析仪的噪声系数从 24 dB 增至 54 dB。现在前置放大器的增益加上噪声系数（36 + 8）比分析仪的噪声系数低 10 dB，从而满足了上述第二个标准的条件。

系统的噪声系数现在为：

这表明相比 0 dB 输入衰减时的分析仪，噪声系数有 6 dB 的改进，从而灵敏度改善了6 dB，而测量范围几乎没有损失。

当然，有一些前置放大器处于这些极端情况之间。图 1-6 给出如何通过频谱分析仪的噪声系数和前置放大器的噪声系数以及放大器的增益数值来确定系统的噪声系数。我们通过观察 NFPRE + GPRE - NFSA 的值来研究图 5-6 的曲线。如果该值小于 0，我们找到虚线对应的点并从高于 NFSA - GPRE 的以 dB 表示的左侧纵坐标上读出系统的噪声系数。如果 NFPRE + GPRE - NFSA 是正值，我们在实线上找到相应的点并从高于 NFPRE的以 dB 表示的右侧纵坐标上读出系统的噪声系数。

我们先来测试前面两个极端的例子。

当 NFPRE + GPRE - NFSA 变得低于 -10 dB 时，系统的噪声系数逐渐地接近 NFSA - GPRE。当它变得大于 +15 dB 时，系统的噪声系数逐渐地接近 NFPRE 减去 2.5 dB。

下面，让我们用数字来试一试这两个实例。前面我们确定分析仪的噪声系数是 24 dB。那么如果我们连接上 Keysight 8447D，一个噪声系数为 8 dB，增益为 26 dB 的前置放大器，系统的噪声系数是多少呢？首先，NFPRE + GPRE – NFSA 是 +10 dB。从图 5-6 我们可以得出系统的噪声系数大约是 NFPRE

- 1.8 dB，也就是 8 - 1.8 = 6.2 dB。该图已经考虑了 2.5 dB 的因子。另一方面，如果前置放大器的增益仅为 10 dB，那么 NFPRE + GPRE - NFSA 是 -6 dB。这次图中表明系统的噪声系数是 NFSA - GPRE + 0.6 dB，即 24 - 10+ 0.6 = 14.6 dB。（当我们在前面确定分析仪单独的噪声系数时没有介绍2.5 dB 因子，因为我们是从显示上直接读出所测的噪声，该图的显示噪声已经包含了 2.5 dB 因子）。

许多现代频谱分析仪包括可选的内置式前置放大器。与外部前置放大器相比，内置式前置放大器将测量装置简化并省去了额外连接线。

使用内置式前置放大器测量信号的幅度更加方便，因为前置放大器/频谱分析仪组合被当作一个系统一起校准并且屏幕上显示的幅值已经被校正以便得到正确的读数。如果是外部前置放大器，您必须使用与前置放大器增益相等的基准电平偏移量校正频谱分析仪的读值。大多数现代频谱分析仪允许您从面板上输入外部前置放大器的增益值，然后分析仪把这个增益量补偿至显示基准电平，所以您可以在屏幕上直接观察到修正的测量结果。

噪声作为信号

到目前为止，我们已经关注了测量系统（分析仪或分析仪加前置放大器）内产生的噪声。我们描述了测量系统的显示平均噪声电平是如何限制了整体的灵敏度的。然而，有时随机噪声就是我们想要测量的信号。由于噪声自身的属性，超外差频谱分析仪指示的值要小于噪声的实际值。让我们来看看为什么会是这种情况并且怎么修正它。

随机噪声

所谓随机噪声是指信号的瞬时幅度随时间呈高斯分布，如图 5-7 所示。例如，热噪声或约翰逊噪声就是这个特性。这种信号没有离散的谱分量，所以不能选择某些特定的分量并测量信号强度。实际上，我们必须定义所谓的信号强度是什么。如果在任意时刻对信号取样，理论上我们可以获得任何幅度值。我们需要一个指标来表示对时间取平均的噪声电平，比如相对于rms 电压的功率就可以满足要求。

我们已经看到视频滤波和视频平均会减小信号峰峰波动，给出稳定的读数。我们必须将这个值换算到功率或 rms 电压。高斯分布的 rms 值等于它的标准偏差 σ。

让我们从分析仪的线性显示模式着手开始讨论。当输入端的高斯噪声通过中频链时带宽受限，它的包络呈瑞利分布（如图 5-8）。我们在分析仪显示上看到的噪声，即包络检波器的输出，就是输入噪声信号的瑞利分布包络。想要获得稳定值、平均值，我们使用视频滤波或平均。瑞利分布的平均值是 1.253 σ。

但是我们的分析仪是一种被校准用来指示正弦波 rms 值的峰值响应电压计。为了从峰值转换为 rms，分析仪将其读值乘以 0.707 （-3 dB ）进行换算。瑞利分布噪声的平均值以同样的因子进行换算，给出的读数是 0.886 σ（低于 σ l.05 dB）。为了将输入噪声信号的 rms 电压等效为分析仪显示的平均值，我们必须计入显示值的误差。不过注意该误差不是一个不确定值，它是一个恒定误差。分析仪的显示值通过加上 1.05 dB 可以得到修正。

大多数频谱分析仪，显示标度（对数或线性的电压）上的噪声分布的平均是由 VBW 滤波或迹线平均来完成的。通常，我们使用对数显示模式的分析仪，这种模式在噪声测量中会增加误差。

扫描二维码，推荐阅读：噪声测量

对数放大器的增益随信号幅度的变化而改变，所以较高的噪声值并不会像较低的那样被放大相同的倍数。结果，包络检波的输出是一个被扭曲的瑞利分布，所以从视频滤波或平均得到的平均值还要再低 1.45 dB。因而，在对数模式下，平均噪声的显示要低 2.5 dB。同样，这个误差也是可以被修正的确定值。（在 X 系列分析仪中，平均不依赖显示标度，可被设置为视频、电压或功率（rms）。当使用功率平均，不需要进行修正，是因为平均 rms 电平是由信号幅度的平）

这就是我们前面讨论前置放大器时，不管前置放大器的输出噪声功率是近似还是大于分析仪本身的噪声，都要计入的 2.5 dB 因子。

影响噪声测量的另一个因素是带宽 — 测量在该带宽内进行。我们已经看到改变分辨率带宽是如何影响分析仪内部产生噪声的显示电平。带宽以同样的方式影响着外部噪声信号。为了比较不同分析仪的测量，必须知道每种情况所使用的带宽。

不仅仅是 3 dB（或 6 dB）分析仪的带宽影响所测的噪声电平，分辨率滤波器的形状也同样起到作用。为了方便比较，我们定义一个标准的噪声-功率带宽：与通过分析仪滤波器的噪声功率相同的矩形滤波器的带宽。对于是德科技分析仪的准高斯滤波器，等价的噪声功率带宽大约是 3 dB 带宽的 1.05 到 1.13 倍，根据带宽的选择性而定。例如，一个 10 kHz 的分辨率带宽滤波器的噪声 - 功率带宽在 10.5 到 11.3 kHz 之间。

如果我们使用 10 log (BW2/BW1) 来调节显示噪声电平使在噪声－功率带宽内测得的数值与 3 dB 带宽内的相同，我们发现调节量为：

也就是说，如果我们从指示的噪声电平里减去 0.21 到 0.53 中的某个值，可以得到方便于计算的噪声 - 功率带宽内的噪声电平。在下面的例子中，作为带宽修正的合理折衷，我们将使用 0.5 dB。X 系列分析仪指明噪声功率带宽精度在 0.5% 之内（±0.022 dB）。

考虑不同的校正因子让我们来计算每种平均模式的总修正量：

许多现代基于微处理器的分析仪允许使用噪声游标。当我们这样做时，微处理器转换分析仪至功率（rms）平均模式，计算游标所包含的多个显示点的平均值（例如，X 系列分析仪在半格内计算平均值，并不管显示点的数量。），归一化并校正至 1 Hz 噪声 - 功率带宽然后显示归一化的值。

分析仪承担复杂的计算。并且很容易将噪声游标的值转换到其他带宽。例如，如果想知道一个 4 MHz 通信信道内的总噪声，我们可以在噪声游标的值上加 10 log（4,000,000/1），即 66 dB。大多数现代频谱分析仪使用信道功率功能使得这个计算更加简单。用户输入信道的综合带宽并让信号在分析仪屏幕上居中显示。信道功率功能将计算信道内的总信号功率。

用于噪声测量的前置放大器

由于噪声信号是典型的低电平信号，我们常常需要使用前置放大器以拥有足够的灵敏度测量噪声信号。不过，我们首先必须重新计算分析仪的灵敏度。先前定义的灵敏度是等于显示平均底噪的正弦信号的幅度。由于分析仪被校准以显示正弦信号的正确幅度，对这种信号无需修正。

但是噪声被显示时低了 2.5 dB，所以输入的噪声信号必须比分析仪的显示底噪高2.5 dB 从而才能在到达显示时达到与底噪相同的电平。输入信号噪声和内部信号噪声加起来抬高了显示噪声 3 dB，就是功率的 2 倍。所以我们可以定义对于噪声信号分析仪的噪声系数为：

同正弦信号的情况一样，NFSA(N) 与分辨率带宽无关，它告诉我们噪声信号必须高出 kTB 多少才会在显示上等于分析仪的底噪。

当我们给分析仪加入一个前置放大器，系统的噪声系数和灵敏度得到改善。不过，在定义 NFSA(N) 时已经考虑了 2.5 dB 因子，所以系统噪声系数的曲线变成了图 5-9。对于噪声信号，我们使用和前面正弦信号同样的方法确定系统噪声系数。

是德科技 www.keysight.com.cn