本文将讨论雷达测量原理以及某些雷达测量方法的调整,以适应更复杂或调制脉冲雷达系统。本说明将强调用于发射机测试的雷达信号测量。文末还有雷达专业术语解释供参考。
雷达信号功率、频谱和相关雷达测量
通常,雷达发射机是系统中最昂贵的组件,具有最高的功耗、最严格的冷却要求以及对系统性能的影响最大。谈到功率时,使用了许多不同的术语,如图 1 所示。
其它脉冲参数(包括占空比、脉冲宽度、脉冲重复频率PRF 以及上升和下降时间,如图1所示)可用于表征雷达信号的功率。
从雷达方程的角度来看,功率项对应于发射脉冲的功率。如果排除积分项,则该方程适用于单个脉冲。因此,在单个脉冲的基础上检查峰值和脉冲功率会很有用。这种技术对于现代雷达系统来说变得越来越重要,因为在现代雷达系统中,脉冲宽度和脉冲重复频率PRF是动态调整的,脉冲轮廓可以勾勒出来以提高系统性能。使用现代测试设备执行它也变得越来越容易。
什么是脉冲重复频率 (PRF)?
脉冲重复频率(英文 Pulse Repetition Frequency - PRF)即脉冲重复频率,每秒钟发射的脉冲数目,是脉冲重复间隔(pulse repetition interval, PRI)的倒数。脉冲重复间隔就是一个脉冲和下一个脉冲之间的时间间隔。脉冲重复频率的1/2称为尼奎斯特频率极限,如果多普勒频移值超过这一极限,脉冲多普勒所检出的频率改变就会出现大小和方向的伪差,称为频率失真。
什么是平均功率?
平均功率(Average power)是指一个重复周期内单位时间所输出的激光能量。是脉冲能量与脉冲重复频率的乘积。单位是瓦特(W)。“平均功率”一词通常用于射频和微波系统,与之相对的是瞬时功率。瞬时功率变化得太快,因此没有意义。平均功率是在具有最低频率分量的时间段内传递的平均能量。功率传输始终是一个正值,不像电压和电流(可以在正负值之间波动)。
平均功率的计算公式
平均功率=脉冲能量*重复频率(每秒钟脉冲的个数)
平均功率与脉冲信号
图 2 平均功率与脉冲信号
我们都知道信号幅度随时间是变化的。所以我们常说的功率一般是在特定时间或者周期内的平均值。对于时域剧烈变化的脉冲信号而言,我们更加关注携带信号信息的脉冲打开期间的功率。
峰值功率什么意思?
峰值功率是最大瞬时功率。峰值功率(Peak power)指电源短时间内能达到的最大功率,通常仅能维持30秒左右的时间,峰值功率其实没有什么实际意义的,因为电源一般不能在峰值输出时稳定工作。峰值功率即P.P功率,将额定输出功率中的有效值电压,换算为峰值电压得出的功率。因为峰值电压等于1.414倍有效值电压,所以峰值功率即等于2倍额定功率。
峰值功率=脉冲能量/脉宽
上图是瞬时功率,平均功率和峰值功率图。我们可以清楚的理解平均功率和峰值功率的区别。
什么是脉冲功率 Pulsed Power?
脉冲功率是一个完整脉冲的积分或平均功率。
脉冲雷达的发射功率通常是指脉冲功率P。单级振荡式发射机输出功率取决于振荡管的功率容量。主振放大式发射机输出功率主要取决于末级功放管的容量。脉冲雷达发射功率P,是确定雷达作用距离的重要参数,根据P,值再选择相应的功率管。
从这个图中的关系很好理解,脉冲信号的平均功率域脉冲打开期间的峰值功率成比例关系。比例关系等于占空比。
脉冲功率计算公式
脉冲功率 = 平均功率/占空比
需要注意的是,平均功率测量是表征雷达信号功率的常用方法。这些方法操作简单,只需要低成本的仪器。如果已知脉冲特性(例如雷达信号的占空比),则可以根据平均功率推导出或估算脉冲功率。但请注意,此推导出的结果不提供有关衰减或可能因振铃或过冲而发生的任何峰值偏移的信息。结果几乎等于脉冲顶部幅度,对于完美的方波脉冲,结果等于真实峰值功率或脉冲功率。
除了测量功率外,频谱形状对于验证雷达系统是否高效运行也至关重要。例如,不对称或不正确的频谱形状表示雷达运行不理想。在这种情况下,雷达可能会通过在不需要的频率上传输或散射功率来浪费功率,从而导致带外干扰。对于某些雷达系统,脉冲整形用于降低频谱旁瓣的水平,提高雷达组件的效率和寿命,并减少带宽。
有几种测量雷达功率、脉冲特性和频谱的方法,包括使用功率计、信号/频谱分析仪或矢量信号分析仪。由于每种仪器都有优点和局限性,因此最佳选择取决于测量目标以及雷达和测试仪器的限制。本节将介绍如何使用每种仪器进行测量。
最大仪器输入电平
首先要考虑的是可能遇到的RF功率大小。频率、天线匹配 (SWR)、脉冲宽度 (PW)、脉冲重复时间 (PRT) 和占空比等参数将影响功率测量和测量硬件的选择。
RF射频和微波仪器在平均功率和峰值功率方面均受到限制,这些功率不會损坏仪器。对于典型的雷达系统,脉冲功率约为1 MW,需要定向耦合器来采样发射机功率并为测试仪器提供安全的驱动电平。
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如何使用功率计测量脉冲功率?
测量脉冲功率的最常见(也是成本最低)方法是使用功率计。合适的功率计可以提供多种测量值,包括平均功率、峰值功率、占空比甚至功率统计数据。使用功率计测量时首先要考虑的是功率传感器。
功率计
功率计可以快速准确地表征雷达信号的峰值功率、平均功率、占空比和功率统计数据。
功率传感器将高频功率转换为直流或低频信号,然后功率计可以测量该信号并将其与特定的射频或微波功率水平相关联。三种主要类型的传感器是热敏电阻、热电偶和二极管检测器。每种类型的传感器都有其优点和局限性。我们将简要介绍每种类型的理论,并描述每种类型的优势和局限性。
基于热敏电阻的传感器
基于热敏电阻的传感器实现了平衡的惠斯通电桥。当射频功率施加到电桥中的热敏电阻时,它会变热,其电阻会降低。这种电阻变化会使电桥不平衡并产生差分输入到放大器。作为反馈回路,放大器会将电桥的直流偏置降低到足以使电桥恢复平衡的程度。然后可以用功率计测量直流功率的差异,并将其与热敏电阻上的射频功率相关联。这些传感器的缺点是它们对温度变化很敏感。为了解决这个问题,可以添加第二个热敏电阻来检测和校正环境温度。
基于热电偶的传感器
热电偶传感器基于两个原理:金属由于热结和冷结之间的温差而产生电压;不同的金属会产生不同的电压。热电偶传感器通过检测和关联这些电压变化来利用这种行为,这些电压变化是由热电偶元件上的入射射频功率引起的温度变化造成的。由于电压变化很小,因此使用许多结串联连接,这被称为热电堆。
基于热敏电阻和热电偶的传感器都可用于测量平均功率,但不能用于直接测量峰值功率。
基于二极管的传感器
与热敏电阻和热电偶不同,二极管不测量信号的热量,而是整流信号。匹配电阻(约 50 欧姆)是射频信号的终端。射频电压在二极管处被整流并转换为直流电压。旁路电容器用作低通滤波器,以消除通过二极管的任何射频信号。二极管传感器的主要特性是灵敏度,允许低至 –70 dBm (100 pW) 的功率测量。
但是,应该考虑这些测量是否与信号内容无关。如果我们将二极管方程展开为幂级数,我们会发现整流输出电压是输入信号电压平方的函数,功率水平最高约为 –20 dBm。此性能产生的整流输出与射频信号功率成比例,而与信号内容无关。
当功率水平增加到 –20 dBm 以上时,整流过程变得越来越线性,输出电压转变为输入电压的函数(而不是输入电压的平方)。对于复杂信号,输出取决于输入信号各个分量之间的相位关系。换句话说,输出与信号的峰值功率有关,而不是与传感器视频带宽 (VBW) 内包含的信号的加热功率有关。对于脉冲信号来说,这一点非常重要。
当今许多平均功率测量都需要大于50 dB的动态范围。是德科技满足这一需求的方法是创建一个具有宽动态范围的平均功率传感器,该传感器使用二极管堆栈代替单个二极管,将平方律操作扩展到更高的功率水平(尽管以牺牲灵敏度为代价)。串联m个二极管会导致灵敏度降低 10*log(m) dB,平方律区域最大功率的功率向上扩展 20*log(m) dB,与单二极管检测器相比,平方律动态范围净改善 10*log(m) dB。
Keysight E系列E9300功率传感器采用双二极管堆栈对实现低功率路径(-60 至 -10 dBm),电阻分压器衰减器和五二极管堆栈对实现高功率路径(-10 至 +20 dBm)。
如何使用平均功率计测量功率?
如果已知信号的占空比,则可以使用平均功率计报告平均功率和脉冲功率。使用这种方法有一些优势,但也有一些必须考虑的要点。当平均功率计报告脉冲或峰值功率结果时,它会通过平均功率和已知占空比得出结果。对于理想或接近理想的脉冲信号,结果是准确的,但它不会反映由于非方形脉冲形状而导致的异常,也不会检测到可能由振铃或过冲引起的峰值偏移。平均功率计的主要优势是它们是成本最低的解决方案。功率计和传感器都比相应的峰值功率计和传感器便宜。它们通常还能够在更宽的动态范围、频率范围和带宽上进行测量,并且无论上升时间有多快或脉冲宽度有多窄,都可以测量信号。
图7显示了使用平均功率计和已知占空比测量脉冲和平均功率的示例。该示例使用一个简单的 10 µs 脉冲,周期为 40 µs。脉冲信号的功率水平设置为约 0 dBm。平均功率结果为 –6.79 dBm。由于占空比已知(10 µs 除以 40 µs,即 25%),因此可以将其输入功率计以获得脉冲功率的结果,测量值为 –0.77 dBm。图7显示了得出此结果的公式和计算。
实际上,如前所述,脉冲可能不是纯矩形,因为存在相关的上升和下降时间,以及信号上可能出现的过冲。这些影响的组合会导致计算结果出现错误。
如何使用峰值功率计测量功率?
带传感器的峰值功率计的优点在于它能够直接测量峰值功率和脉冲功率。这对于整形或调制脉冲特别有用,因为从平均功率得出脉冲功率可能不够。
图 7 显示了使用Kesight P系列峰值功率计测量峰值和脉冲功率的示例。该仪表的一个方便的功能是其轨迹显示,它允许您查看正在测量的脉冲信号的包络。该仪表通过使用 100 MS/s 数字化仪连续采样信号、缓冲数据并计算结果来运行。这使仪表具有更大的测量多功能性,包括灵活触发、具有多个门的时间门控以及进行单次测量的能力。
功率计和功率传感器
Keysight 功率计可与各种传感器(CW、平均值、峰值和平均值)配合使用,并覆盖众多频率和功率范围,以准确测量射频和微波信号的功率。Keysight P 系列宽带功率计(30 MHz 视频带宽),例如 N1911A(单通道)和 N1912A(双通道),可提供峰值、峰均比、平均功率、上升时间、下降时间和脉冲宽度等测量。
在图8中,设置了时间门以仅测量一个脉冲。该功率计可以在时间门内同时报告峰值功率、平均功率和峰均功率结果。在本例中,报告的平均功率结果为 –0.09 dBm,等于脉冲功率,因为时间门设置为专门测量一个脉冲。峰值功率略高,为 0.24 dBm,这可能是由于一些过冲导致的结果。0.32 dB 的峰均比是两个值之间的差值。
USB 峰值和平均功率传感器
以紧凑便携的形式快速、轻松地测量峰值和平均功率 P系列功率计还具有其它便于测量雷达信号的功能。图 10 显示了其自动测量脉冲特性,例如脉冲宽度、脉冲周期、上升时间和下降时间。图 9 显示了功率计使用其“永久”设置自动将时间门调整到脉冲宽度的能力。这简化了脉冲功率的测量,而无需事先了解脉冲宽度。这对于具有动态脉冲宽度和 PRI 的雷达尤其方便。
峰值功率计的局限性
峰值功率计确实有局限性。例如频率覆盖范围,P系列峰值传感器的最大范围为 40 GHz,而平均功率传感器的最大范围为110 GHz。带传感器的峰值功率计通常也具有有限的功率范围。P系列功率传感器的范围约为 -35 dBm 至 +20 dBm,而 E9300 平均功率传感器的范围为 -60 dBm 至 +20 dBm。峰值功率计在上升时间、脉冲宽度和可测量信号的调制带宽方面也受到限制。这些限制可以通过视频带宽 (VBW) 设置进行部分控制。
功率计视频带宽VBW
视频带宽是什么?
视频带宽(Video Bandwidth),指每秒钟电子枪扫描过的总像素数即单位时间每条扫描线上面显示频点数总和。在测量小功率信号时,VBW改善了识别能力和再现性,其测试曲线更加光滑,但扫描时间也相应增加。用最简单的术语来说,功率计视频带宽指示了它能够以多快的速度跟踪峰值功率包络的信号变化。它还指示了可以准确测量的调制带宽。
视频带宽计算公式
BWS= 1/2 [(K × AR × (VLT)² × FR) × (KH/ KV)]
BWS= 总信号带宽
K = 凯尔特系数
AR = 宽高比(显示屏宽度除以显示屏高度)
VLT = 垂直扫描线总数
FR = 帧速率或刷新率
KH = 总水平像素与有效像素的比率
KV = 总垂直线与有效线的比率
图 10. 该图显示了30 MHz VBW滤波器在打开和关闭状态下,功率计测量的平坦度。测量雷达信号时,关闭视频带宽(建议)将最大化带宽。
但是,在测量脉冲雷达时,通常建议关闭视频带宽滤波器。这样可以最大化功率计的带宽,如图11所示,并避免由于VBW滤波器的急剧下降和雷达脉冲的上升沿的相互作用而发生的振铃效应(图12)。不使用VBW滤波器的代价是仪表平坦度的下降,VBW有助于纠正这种情况(图 11)。但是,对于以 sin(x)/x 下降的脉冲雷达信号频谱,这种校正的优势很小,因此通常在不使用滤波器的情况下获得最佳结果。如果雷达的全带宽在最大VBW 设置范围内,则打开VBW滤波器可以提高精度和测量范围。
请注意,对于FM(啁啾)雷达,调制带宽可以与R带宽区分开来。由于频率变化,线性调频脉冲可能具有非常宽的 RF 带宽,但由于调制不会影响信号的幅度,因此它不会受到功率计的 VBW 约束的限制。
总体而言,功率计对其可以测量的上升时间和可以实现完整峰值响应的最小脉冲宽度有限制。出于上述原因,关闭VBW 视频带宽滤波器可实现最快的上升时间。
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如何使用计数器进行脉冲频率和时间间隔测量?
最近,具有脉冲射频/微波测量功能的高级计数器重新出现在测试和测量产品线中。这些高级计数器提供了一种低成本解决方案,可轻松配置为脉冲频率 (PF)、脉冲宽度 (PW)、脉冲重复频率 (PRF) 和脉冲重复间隔 (PRI) 测量。在计数器中,内部测量引擎是一个高级事件计时器。计数器不是像示波器那样将信号数字化,而是通过触发起始事件(例如信号的上升沿或下降沿,以指定的幅度)来进行测量。一旦发生起始触发,计时器就会启动并运行,直到达到指定的停止事件触发。
插值法
使用一种称为插值的方法,可以轻松获得具有亚纳秒分辨率的精确计时测量。例如,Keysight 的 53230A通用计数器提供 20 ps 或更高的单次分辨率。对连续信号进行多次测量可使计数器通过使用平均法减少随机误差来进一步提高其分辨率。与示波器或信号分析仪相比,这种类型的测量架构可以以更低的成本和更高的分辨率提供频率和计时测量。通过将脉冲射频信号发送到经过校准的二极管检测器并对得到的脉冲包络进行时序测量,可以测量脉冲宽度PW、脉冲重复频率PRF 和 PRI。通过将传入的RF或微波频率精确地划分为较低的频率,然后将其引导至内部测量引擎,可以测量PF。由于信号的频率被划分,这通常会将计数器PF测量限制在500 ns或更高的脉冲包络宽度。
如何使用计数器测量脉冲宽度、脉冲重复频率PRF、PRI 和 PF?
使用计数器进行脉冲宽度、脉冲重复频率PRF、PRI 和 PF测量的一大优势是仪器成本相对较低。计数器还提供了另一种节省成本的方式:它们减少了测试系统配置和实际测量所需的时间。只需几个 SCPI命令,计数器就可以以快速的数据传输速率向测试系统软件返回准确、高分辨率的 PW、脉冲重复频率PRF、PRI 和 PF 测量值。
图 12 显示了将检索这些测量值的 MATLAB代码示例。
图 12. 脉冲宽度、脉冲重复频率PRF和PF脉冲频率测量代码示例
其它脉冲射频测量解决方案(如信号分析仪)需要更大的命令序列,并且数据传输速率要慢得多。
脉冲频率怎么测量? 如何对扫频或啁啾信号进行PF脉冲频率测量?
计数器通常通过触发脉冲包络的起始边沿然后开始进行频率测量来进行PF脉冲频率测量。它们将进行尽可能多的测量,直到到达脉冲的另一个边沿。然后,典型的计数器将对所有频率测量进行平均,并将结果作为测量的 PF 返回。这种方法在使用单个载波频率时可提供最大精度,但不适用于扫频或啁啾载波。幸运的是,计数器通常具有提供扫频或啁啾频率的相当好的测量图像的功能。
例如,53230A 计数器的统计功能可捕获扫描的最小频率、扫描的最大频率、标准偏差以及扫描的峰峰值或艾伦方差测量。
作为示例,图 13 显示了 53230A 对脉冲射频/微波信号进行统计测量的屏幕截图。
扫频载波脉冲射频信号的统计测量
53230A 计数器还允许您调整从脉冲边缘到PF脉冲频率测量开始的门控时间(频率测量窗口)和延迟时间。在重复扫频脉冲信号时,这意味着您可以在扫描的不同点进行多次频率测量,以更全面地了解脉冲中的频率成分。图14显示了此概念的一个示例,其中使用了两组不同的PF脉冲频率测量。在图中,两组测量具有相同的门控时间,但延迟时间不同(第一组测量的延迟为零)。
如果我们在每个延迟时间进行多次测量并将统计数据应用于每组测量,则计数器将在扫描的不同点返回多个频率测量值。因为我们知道门和延迟时间,所以我们可以准确地确定脉冲中特定时间的频率。有了足够多的具有不同延迟时间的测量集,我们可以收集足够的信息来在整个扫描过程中进行准确的频率测量。执行此操作的设置和数学编程超出了本应用说明的范围。
如何使用无间隙采样对脉冲信号进行调制域分析?
调制域是什么?
频域是观测随频率广而变化的幅度值,它表明信号功率是如何按频率分市的。但有时候我们关心的并不是信号能量分布的幅度,而是信号每一时间点对应的频率,即频率关于时间的曲线,它反映了频率随时间调制的情况,故称之为调制域。
时间、频率和幅度构成了一个空间直角坐标系,其中的频率和幅度构成频域,时间和幅度构成了时域,那么剩下的频率和时间就构成了调制域。
在现代电子设备设计中,人们正趋向于越来越多地使用复杂的调制技术。由于复杂调制技术的引进,单单依靠示波器和频谱分析仪等传统测量设备,己经不能满足日益增多的含复杂调制技术或频率晃动困扰等系统进行测量的需要。此外,随着性能要求的日益提高,许多系统的误差量变的越来越小。通信信道必须以更快的速度传送更多的信息;雷达系统需要更高的分辨率。由于这些需要人们必须设计出容限越来越严格的系统,对传统的测量技术提出了挑战。于是人们想到了时间、幅度和频率组成的三维空间的另一个平面域,即频率和时间共同构成的平面域。在这个域清晰的反映了信号的频率随时间调制的情况。于是调制域测量技术和设备就应运而生了。调制域分析在越来越多的应用领域己成为一种很有价值的技术,这些应用领域包括数字通信、集成电路、雷达、电子战和监视系统等。
除了可选的脉冲射频/微波通道外,53230A通用计数器还有两个基带通道(最高 350 MHz)。每个通道都提供高达 1 MSa/s 的无间隙采样能力。通过访问计数器的无间隙测量时间戳,您可以使用软件执行调制域分析。使用外部校准功率检测器消除高频载波,可以将脉冲信号发送到计数器的其中一个基带通道。从那里,您可以使用无间隙时间戳测量功能对脉冲信号上的噪声成分进行深度信号分析。
如何使用信号分析仪/频谱分析仪测量脉冲功率和脉冲频谱?
频谱仪的主要功能是什么?
频谱分析仪可在整个频率范围内测量输入信号的幅度与频率的关系,从而确定信号的功率。 频谱分析仪能够进行噪声系数和信噪比(SNR)等测试,表征器件的性能及其对整体系统性能的贡献。
频谱分析仪图片
如欲了解更多信息,请参阅应用指南: 频谱分析基础知识
信号分析仪和频谱分析仪有什么区别?
频谱分析仪主要用于测量输入信号的幅度与频率的关系。信号分析仪则是同时测量输入信号在单个频率上的幅度和相位。
信号分析仪的主要优势在于,除了功率之外,它还能够测量雷达的频率内容。这一点很重要,因为不正确的频谱可能表明存在许多问题,这些问题会导致功率浪费和发射非预期信号。一般来说,不正确的频谱形状表示雷达的运行状态不佳。
例如,图 15 显示了调整用于雷达发射器的交叉场放大器之前和之后的雷达信号频谱。频谱的对称性表明雷达性能最佳。
使用信号分析仪测量脉冲雷达很复杂,因为会发生不同的操作模式,这取决于频谱分析仪的分辨率带宽 (RBW) 设置。在测量任何类型的脉冲信号时,这些变化都存在,但在测量雷达信号中常用的低占空比脉冲时,这些变化往往更加值得注意。此外,信号分析仪中的不同模式,即扫频与快速傅里叶变换 (FFT),在测量脉冲信号时可能会有不同的表现。
本节首先快速回顾一下简单脉冲射频信号的基本频谱形状。接下来使用基于扫频和基于FFT信号分析仪(包括不同的测量模式)检查雷达测量,然后总结当今许多分析仪中包含的不同内置测量功能的概述。
脉冲信号的频谱回顾
什么是脉冲信号?
脉冲信号是一种周期性很短的信号,其频谱特性具有一定的复杂性。脉沖信号的频谱主要包括两个部分:基波和谐波。基波是脉沖信号中最低频率的成分,其频率等于脉冲信号的重复频率。而谐波则是基波的倍频,频率为n倍的基波频率,n为正整数。脉沖信号中的谐波成分数量与脉冲信号的上升时间、下降时间以及脉冲宽度有关。
脉冲信号的频谱特征还包括脉冲幅度对频谱的影响。在频率分析中,脉冲信号的频谱通常是由幅度为单位脉冲的频谱相加而成。
在时域中,连续波信号与脉冲波形相乘会产生脉冲载波。脉冲信号的频谱形成具有主瓣和旁瓣的特征正弦函数形状。从数学角度来看,可以通过对矩形波形进行傅里叶变换,然后将其转换为载波频率来理解这一点。
如图 17 所示,信号的脉冲宽度和脉冲重复频率PRF决定了基本脉冲频谱的特性。随着脉冲宽度变窄,频谱和旁瓣的宽度变宽。脉冲射频波形的脉冲重复频率PRF决定了每个频谱分量之间的间距。因此,查看脉冲的频谱可以提供有关信号脉冲宽度、周期和占空比的有意义的信息。对于基本脉冲射频信号,然后可以使用占空比从平均功率计算峰值脉冲功率,反之亦然。
如何使用扫频频谱分析仪进行脉冲射频测量?
传统频谱分析仪基于模拟超外差扫频架构。大多数现代仪器(如Keysight信号分析仪)都采用扫频架构的数字实现。与模拟方法相比,这种方法在速度和准确性方面具有许多优势。其它频谱分析仪可能通过计算FFT来工作。还有一些信号分析仪采用这两种技术。每种方法都有其优势。例如,扫频分析仪通常具有最佳动态范围,而 FFT分析仪在计算信道内测量值方面可能更快。其它差异(与测量脉冲雷达信号有关)将在下面概述。扫频架构的一个优点是大多数RF设计师都熟悉其操作。这可以让他们从扫频频谱测量中直观地了解信号,而快照FFT频谱中则无法做到这一点。
对于扫频频谱分析仪,主要有三种操作模式:线谱、脉冲频谱和零跨度。
线谱模式
为了准确测量和查看每个频谱分量,为频谱分析仪选择的分辨率带宽滤波器必须具有足够的分辨率来解析每个频谱分量。一般规则是
RBW分辨率带宽 < 0.3*PRF脉冲重复频率
当满足此条件时,测量通常被称为以线谱模式测量信号的真实频谱。
图 18. 频谱分析仪上的RBW分辨率带宽设置必须小于PRF脉冲重复频率才能解析频谱成分
分辨率带宽(RBW)和视频带宽有什么区别?
分辨率带宽(RBW)是您能隔离两个信号,并还能看到它们的最小带宽。RBW也会影响 KTB噪声系数功率,因为 RBW 每改变 10 倍,KTB 功率改变 10 dB。
视频带宽滤波器噪声。视频带宽用于平均,它等效一个低通滤波器。为过滤噪声,视频带宽通常设置得较窄,但又不过窄,因为这会减慢扫描时间。
在特定情况下视频带宽可设置得较宽。一个例子是不需要,或不要求平均。另一个例子是在零跨距时测量AM。为测量AM,视频带宽需要足够宽。
查看频谱时,由于信号电平分散到其频谱分量中,因此无法轻松测量功率。但是,可以使用频谱带功率标记功能或分析仪的内置通道功率测量功能测量总功率(即平均功率)。
下面提供了有关这些频谱仪功能的更多信息。但是,对于简单的脉冲射频信号,可以从频谱视图中提取峰值和平均功率。这是通过计算所谓的线谱脱敏因子来实现的。显示频谱的峰值功率与信号的峰值功率相关,假设脉冲接近理想状态,其系数为 20*log(占空比)。峰值功率可以通过在测量频谱的中心或最高功率线上放置一个标记,然后以dB为单位添加 20*log(占空比)来确定。然后,可以通过峰值功率减去占空比(以对数形式表示,10*log(占空比))来确定平均功率,如图 19 所示。
脉冲退敏效应和脉冲退敏因子
当使用频谱仪测试射频脉冲信号的频谱时,设置不同的RBW可以得到不同的结果,有连续的包络谱和离散的线状谱之分。针对简单的射频脉冲而言,脉冲退敏效应 (desensitization effect)是当显示线状谱时,中心载波的幅度将低于脉内平均功率,具体低多少取决于脉冲的占空比。
脉冲退敏效应是射频脉冲的一个特性,并且与线状谱遥相呼应。
当显示射频脉冲信号的线状谱时,中心载波的幅度要比脉内平均功率低,具体低多少,取决于占空比。
脉内平均功率与中心载波功率的关系为
Pc = PAVG + 20lg(τ/T)
通常将 20lg(τ/T) 称为脉冲退敏因子
我們可以根据频谱确定占空比,因为谱线之间的距离等于PRF脉冲重复频率,而频谱的sinc函数形状的零点之间的距离等于脉冲宽度的倒数,如图16 所示。
请注意,线谱模式适用于所有信号分析仪/频谱分析仪,无论它们是传统的模拟扫描,例如Keysight 8566B;使用数字实现扫描,例如Keysight PXA信号分析仪;还是使用FFT并具有等效RBW设置。
脉冲频谱模式
脉冲频谱模式专门适用于采用扫频架构的信号分析仪/频谱分析仪。当频谱分析仪上的 RBW 设置太宽而无法解析脉冲射频信号的各个频谱分量,但又不足以包含大部分频谱功率时,就会发生这种情况。在这种情况下,任何一个实例中的RBW滤波器内的频谱分量都会被添加并显示。如果扫描时间与脉冲周期相似(或略长于脉冲周期),这些PRF脉冲重复频率线将显示在屏幕上,并具有与线谱视图类似的sinc函数形状。
但请注意,这些不是谱线。它们的位置虽然在频率轴上,但没有特定的频域含义,它们会在每次扫描期间移动。每次发生脉冲时都会出现一条PRF脉冲重复频率线。每条线之间的空间是信号分析仪输入端没有功率时分析仪在每个脉冲之间扫描的空间或时间距离。因此,实际上线之间的间距与信号的周期直接相关。如果扫描时间恰好比脉冲周期快,那么PRF线之间的距离就会太远,无法很好地查看信号。在这种情况下,通常的做法是增加扫描时间,以便PRF线在显示屏上更紧密地出现,并且可以查看。
许多信号分析仪都包含一个标记功能,可以读出标记出现之间的时间差而不是频率。使用此功能,可以直接测量脉冲周期,只需计算两个相邻PRF脉冲重复频率线之间的增量时间标记即可。
可以使用两种方法来确定分析仪的工作模式:脉冲频谱或线谱。
首先,更改RBW。如果分析仪在线谱模式下运行,则显示信号的幅度不会改变。如果分析仪在脉冲频谱模式下运行,则显示的幅度会发生变化,因为它是RBW的函数。
其次,更改扫描时间。在线谱模式下,表示信号频谱分量的线不会随扫描时间而变化。在脉冲频谱模式下,PRF脉冲重复频率线之间的间距将根据扫描时间而变化。
如果扫描时间设置为比脉冲周期长得多,最终扫描在脉冲之间移动的距离将相对于显示器的分辨率变小。带有峰值检测器的结果显示将显示脉冲频谱包络的轮廓,如图 20 所示。此显示可用于方便地测量脉冲宽度,方法是使用最小峰值搜索功能并测量零点之间的间距,如图 17 所示。之所以可以做到这一点,是因为线谱(真实频谱)和脉冲频谱模式的旁瓣相同。
虽然该技术如今使用得较少,但峰值功率和平均功率都可以通过脉冲频谱确定。对于使用窄脉冲的某些极端情况,该技术可能是最佳可行选择。
脉冲频谱模式下信号的最大显示电平与频谱分析仪的RBW滤波器的脉冲响应有关。这将因型号和制造商而异。例如,Keysight PXA频谱分析仪的较窄 RBW 是八元素高斯滤波器,脉冲带宽为RBW的 1.48 倍。(当 RBW ≤ 4 MHz 时,Bimp = 1.48*RBW)使用此信息,可以通过计算脱敏因子并将其添加到测量中来确定峰值功率。脉冲模式脱敏因子等于 20*log(脉冲宽度 * Bimp)。图 20 显示了一个例子。
高斯滤波器的作用是什么?高斯滤波器原理
什么是高斯滤波器?
滤波器是一种用来消除干扰信号的器件,对电源信号中特定频率的频点或该频点以外的频率进行有效滤除,得到一个特定频率的电源信号,或消除一个特定频率后的电源信号。滤波器不仅用于频域,还存在许多其它过滤目标,可以去除某些频率分量的相关性。滤波器可以采用不同的技术构建,相同的传递函数可以通过不同的方式实现,也就是说滤波器的数学性质相同,但物理性质大不相同。
高斯滤波器的作用是什么?
在数字图像处理中,噪声是一个常见的问题,噪声会影响图像的质量和清晰度,降低图像的信息量。对图像进行滤波处理是非常重要的,而高斯滤波器正是其中一种有效的滤波方法。既然名称为高斯滤波器(Gaussian Filter),那么其和高斯分布(正态分布)是有一定的关系的。高斯滤波器是一个低通滤波器,属于仪器设备。
高斯滤波器是一种线性滤波器,能够有效的抑制噪声,平滑图像。其作用原理和均值滤波器类似,都是取滤波器窗口内的像素的均值作为输出。其窗口模板的系数和均值滤波器不同,均值滤波器的模板系数都是相同的为1;而高斯滤波器的模板系数,则随着距离模板中心的增大而系数减小。所以,高斯滤波器相比于均值滤波器对图像模糊程度较小。
高斯滤波器原理
高斯函数是单值函数。这表明高斯滤波器用像素邻域的加权均值来代替该点的像素值,而每一邻域像素点权值是随该点与中心点的距离单调增减的。这一性质是很重要,因为边缘是一种图像局部特征,如果平滑运算对离算子中心很远的像素点仍然有很大作用,则平滑运算会使图像失真。
高斯滤波器就是一种广泛应用的线性滤波器,它使用高斯函数作为权重分配标准,对图像进行平滑处理。高斯滤波器采用高斯分布作为卷积核,根据临近像素到中心像素的距离赋予不同的权重,距离越近的像素影响越大,距离越远的像素影响越小。这一性质可以减轻图像失真,如果离中心像素很远的像素点有过大权重,过度的均匀会导致边缘模糊。
与其它滤波器相比,高斯滤波器具有平滑效果好-边缘保持能力强等优点,因此广泛应用于图像处理领域。一般情况下,半径较大时,滤波器的平滑效果较好,但也容易导致图像模糊;而半径较小时,滤波器的平滑效果较弱,但可以保留更多的图像细节。具体可根据不同的应用场景选取不同的核大小。
但是高斯滤波器的计算量较大,需要耗费大量的时间和计算资源。对于一些边缘比较明显的图像处理,易产生较大的误差。
零跨度模式测量
除了进行频域测量外,信号分析仪还提供零跨度模式进行时域测量。在零跨度模式下,信号分析仪变为固定调谐接收机,时域显示类似于示波器,但它显示的是脉冲包络,如图 21 所示。现代信号分析仪还具有各种触发模式,可提供稳定的显示。触发延迟控制允许您定位脉冲包络,以便于测量脉冲宽度、峰值功率、开关比和上升时间。
零跨度可以轻松测量在频域中无法测量的重要脉冲参数,例如上升时间和幅度下降。但是,对于有效的零跨度测量,必须设置 RBW,以使所有(或至少大部分)信号功率都包含在 RBW 内。更具体地说,为了准确测量脉冲的最大功率,分析仪滤波器必须能够在测量之间稳定下来。
必须满足以下条件:
脉冲宽度 > 分析仪的稳定时间 ≅2/RBW
(对于PXA和MXA信号分析仪,稳定时间= 2.56/RBW)
为了准确测量上升和下降时间,频谱分析仪的稳定时间必须比被测信号更快。
一般规则是:脉冲上升时间 >> 分析仪上升时间 ≅ 0.7/RBW
对于信号分析仪,在标准频谱分析模式下,最大分辨率带宽为8 MHz。如果您需要更宽的带宽,PXA信号分析仪有两个选项。
第一个是可选的快速上升时间对数视频输出。使用此选项,用户可以使用示波器分析来自PXA信号分析仪的视频输出信号并测量小于15 ns 的上升时间。
另一个选项是使用 PXA信号分析VSA模式和89600 VSA软件。在VSA模式下,PXA信号分析仪具有 140 MHz等效视频带宽,并且能够以类似于零跨度的方式测量信号的时域包络。使用此模式,PXA信号分析仪可以测量大约15 ns 的上升时间。
如何使用计算FFT分析仪进行脉冲射频测量?
如上所述,一些信号分析仪使用FFT以类似于VSA的方式计算频谱。与扫频分析仪相比,使用FFT技术的分析仪有优点也有缺点。
FFT频谱分析仪的优点 - 扫频分析仪在灵敏度和宽跨度测量方面具有优势。FFT频谱分析仪可以更快地测量带宽小于分析仪最大FFT分析带宽的雷达。基于FFT信号/频谱分析仪也可以执行VSA测量(如果使用软件),因为可以保留相位信息。
FFT频谱分析仪的缺点 - 但是,FFT分析仪往往不适合测量宽带雷达或低占空比雷达。一些频谱分析仪包括扫频和FFT频谱分析模式,并根据测量设置自动在它们之间切换。可以将分析仪设置为自动优化速度或动态范围,或强制保持在FFT频谱分析或扫频模式。
基于 FFT频谱分析仪通常具有用户界面,其外观和感觉与传统扫频分析仪相似。普通用户甚至可能没有意识到他们使用的是FFT频谱分析技术而不是传统的频谱扫描。然而,在测量脉冲射频信号时,差异就变得明显了。
与矢量信号分析仪一样,基于FFT频谱分析仪可以快速测量整个带宽包含在单个FFT内(即包含在其分析带宽内)的信号。在满足此条件的情况下,FFT信号分析仪本质上相当于VSA,尽管通常没有那么多测量功能和显示。您可以在下面的VSA部分中了解有关 VSA 工作原理的更多信息。
当感兴趣的跨度比分析仪的分析或FFT带宽更宽时,基于FFT频谱分析仪通过在不同频率下进行多次FFT频谱分析并连接结果来计算频谱。这种技术有时称为拼接,因为分析仪每一次计算一个部分的频谱,为每个部分逐步调整到不同的频率,然后将它们拼接在一起。根据分析仪的速度,人们可能能够看到频谱的每个部分在计算时出现。
如果满足线谱模式的条件(PRF < 0.3 RBW),则传统扫频或FFT频谱分析仪的结果没有差异。但是,如果不满足这些条件,基于FFT频谱分析仪的執行将与扫频分析仪大不相同。在这种情况下,FFT频谱分析仪将不会显示扫频分析仪中看到的PRF脉冲重复频率线。相反,显示的数据将取决于FFT采集和脉冲之间的截距概率。由于FFT频谱分析仪在测量宽跨度时需要时间重新调整和捕获,因此它们可能难以截取低占空比脉冲,从而导致空白或零星的测量结果。
当频谱分析仪的速度和脉冲的占空比使得信号被截取时,结果可能显示为频谱包络的不连贯段,如图22 所示。
FFT频谱分析仪将显示脉冲包络,而不是扫频分析仪上测得的 PRF脉冲重复频率线。
测量宽带雷达信号时,测量结果可能不稳定,因为FFT频谱分析仪需要在FFT计算之间重新调整。
在理想情况下,显示完整的RF频谱包络,而不是PRF脉冲重复频率线。一些使用FFT的频谱分析仪可能设置包括FFT停留时间、FFT长度或触发等,以提高捕获和测量脉冲的能力。这些设置可能与扫描时间控制相关联,以模仿传统分析仪的用户界面,但实际上修改的是FFT长度、停留时间或平均值数量,因为频谱分析仪不是以传统方式进行扫描。通常,基于FFT的频谱分析仪模式不是测量雷达信号的最佳选择,因为雷达信号的带宽要求超出了频谱分析仪的FFT分析带宽。
频谱分析仪内置测量
当今的现代频谱分析仪包含许多内置功能和能力,可以简化和增强雷达测量。这里重点介绍内置测量中的几个功能。
Channel power 信道功率测量 - 信道功率功能旨在测量给定频带的平均功率。这是一种常用测量方法,常用于测量多种不同类型的信号。频谱分析仪使用不同的技术进行信道功率测量。最常见的方法(通常也是最准确的方法)是积分带宽法。分析仪在给定积分带宽上扫描时,基本上会积分功率。通常,测量使用分析仪的平均检测器。为了获得最佳精度,RBW应小于积分带宽。但是,是否满足线谱或脉冲谱的条件并不重要。图 23 显示了雷达信号的信道功率测量示例。
Chirped radar / 啁啾雷达
巴克码是什么?
巴克码,也被称为Barker序列,是一种特殊的数字序列,具有独特的性质,广泛应用于通信系统,尤其是雷达和无线通信中。7位巴克码和13位巴克码是其中两个常用的长度。它是一个非周期序列,一个n位的巴克码{X1,X2,X3,···Xn。),每个码元只可能取值+1或-1,它的自相关函数为:
现代雷达要求既能探测远距离目标,又要有高的距离分辨力。高的距离分辨力要求有极窄的脉冲宽度,这就限制了发射功率的增加 ,从而影响雷达的探测距离。采用脉冲压缩技术,发射宽脉冲信号,接收时经脉冲压缩后变成窄脉冲,可以解决雷达作用距离和距离分辨力之间的矛盾。脉冲压缩雷达的发射信号一般为调频信号和二相编码信号。在有限的二相编码序列中,巴克码序列为最佳序列,它具有理想的自相关特性,在PD雷达中得到了广泛的应用。
占用带宽
占用带宽是什么意思?
占用带宽(Occupied Bandwidth OBW)是通信产品的整个信道发射出来的功率所占用的宽度。针对无线通信产品来说,其的占用带宽是确定的,不能超过其确定的带宽范围,也就是不能占用其它通信产品的频谱资源。一般来说如果占用的宽度过大,会导致自身信道功率超标,占用宽度不够信道功率就会过小,从而实现不了产品的通信功能。
发射机测试指标一般包括载波频率,信道功率,占用带宽,ACLR, 谐波,调制质量和带外杂散等。
占用带宽测量会自动计算包含指定百分比功率的带宽。信号的占用带宽通常基于包含 99% 信号功率的带宽来确定,如图 24 所示。
包含99.00%信号功率的带宽会自动测量和报告。
突发功率 Burst Power
什么是突发功率?
突发功率“Burst Power”将测量某一指定脉冲宽度上的平均功率或某一指定阈值上的功率。突发功率测量是一种自动零跨度测量。突发功率测量不是在频域中积分功率(如在信道功率测量中所做的那样),而是在定义的时隙或门上积分功率,本质上相当于前面功率计部分讨论的门控功率测量。
突发功率原理
突发功率原理和零扫宽以及IQ分析仪模式相似,制式增加了直接的峰值功率和平均功率测量显示。突发功率默认采用射频突发作为触发。最大的采集带宽取决于频谱仪配置的分析带宽。最带可以到1GHz。所以对于新一代频谱仪,这种方式是最简单的脉冲功率测量。跟示波器类似,它在时间轴上也可以灵活调节时间刻度以准确观察低占空比的窄脉宽信号。
· 脉冲宽度可通过人工输入,分析仪也可自动确定其宽度
· 对于窄脉冲,应增加分析仪RBW
· 频谱仪在该模式下的最大RBW为频谱仪的分析带宽,一般25MHz起,最高可到几百MHz到1GHz
· 因此可准确测量窄脉宽或者宽带调制脉冲信号功率
· 对于低占空比的波形,可减少分析仪扫描时间来提供充分的时间分辨率。
测量通常使用突发功率触发器,该触发器可自动查找突发(或脉冲)并触发,如图 25 所示。这对雷达非常有用,因为它是脉冲功率的直接测量。然而,它的局限性与零跨度的局限性相同:RBW滤波器必须相对于信号的占用带宽较宽。
跨信号格式和域进行测量
雷达中使用的信号处理需要在数字域中进行开发和验证。评估和比较这些算法(以及相关的模拟硬件)在数字和模拟域中的效果也很重要。
为了满足这一需求,89600 VSA软件与30多个平台兼容,可以在 PC 或某些基于 Windows 的 Keysight 仪器内运行。可以使用逻辑分析仪在 FPGA 上进行测量,使用示波器在 IF 或 RF 级别进行测量,以及使用信号分析仪沿着 RF 激励器和接收机链进行测量。在所有情况下,VSA 软件都与每种仪器的本机功能一起透明地运行。这种方法可以精确测量各种信号格式和物理接口的高级 VSA 指标。
除了使用示波器直接测量 63 GHz 之外,我们的宽带下变频器系列还将高性能示波器的带宽带到了大多数雷达的工作频率。使用四通道示波器与这些下变频器结合使用,可以对最多四个不同的频率相干或频率转换设备进行 VSA 测量,测量带宽高达 1.5 GHz。
以下部分介绍了矢量信号分析仪如何测量脉冲射频信号的功率谱,然后讨论了其它有用的VSA测量,例如时域特性、时间门控测量、无间隙或实时测量和频谱图。它还包括测量更复杂雷达波形的线性调频和脉冲编码的示例。
如何使用矢量信号分析仪测量雷达频谱?
矢量信号分析仪通过执行FFT计算频谱。分析仪将计算信号在其测量时间窗口内的任何部分的 FFT。因此,获得脉冲射频信号的良好频谱结果的最佳实践是在测量窗口内包含多个脉冲,以便FFT 计算能够捕获信号的重复特性,如图27所示。但是,矢量信号分析仪的一个吸引人的功能是它可以执行单次分析。这对雷达非常有用,因为它使分析仪能够分析单个脉冲或瞬态事件,如图28所示。但是,要清楚,应该理解FFT计算的性质,以充分理解分析仪显示的结果。
FFT假设是计算中使用的时域信号是重复的。如果您捕获单个时间事件并使用它来计算FFT,则得到的频谱结果实际上是该事件重复版本的频谱,如图 29 所示。
矢量信号分析仪窗口函数
什么是窗口函数?
窗口函数是指,在指定的数据滑动窗口中,实现各种统计分析的操作。窗口函数是与分析函数一起使用,或按照专用窗口函数使用,组成比如:窗口聚合函数、窗口排序函数等实用函数。
常用的分析函数:sum( )、max( )、min( )、avg( )、count( )、......
专用窗口函数:row_number( )、rank( )、dense_rank( )......
频谱仪分辨率带宽RBW、窗口函数和FFT处理
频谱仪分辨率带宽RBW是一个重要的频谱分析仪指标。对于实时频谱分析仪,RBW与采集时间成反比。在采样率相同时,为实现更小的RBW,要求更多的样点。窗口函数也会影响RBW。
执行离散FFT即DFT分析运算时,如果不加窗口函数,会引发频谱泄漏。频谱泄漏不仅会在输出中出现不存在的信号,在附近存在大信号时,还会降低观察小信号的能力。所以在执行DFT时,DFT帧乘以窗口函数,样点间的长度相同,减少或消除DFT帧尾的不连续点。窗口函数的选择取决于频响特点,如旁瓣电平、等效噪声带宽和幅度误差。窗口形状还决定着RBW形状。
频谱仪分辨率带宽RBW定义为-3dB带宽,与DFT中采样频率和样点数量的关系如下:
RBW=K*Fs/N
K是与窗口有关的系数,对于Kaiser窗口,K约为2.23。
N是DFT计算中使用的时间域样点数,Fs是采样频率。
频谱仪分辨率带宽RBW形状系数定义为-60dB和-3dB频谱幅度之间的频率比,对于Kaiser窗口,约为4:1。
窗口长度可选1024,512,256,128,64,或32个点,以提供可变的RBW带宽。时域窗口越短,RBW越宽。短的窗口和不足的重叠存储可能会产生非实时的Gap。
FFT引擎使用Xilinx公司的FFT IP处理核,这个处理核可以连续运行在300MHz,每秒做292,968.75次FFT运算,也可作CZT(Chirp-Z)变换。CZT与FFT变换类似,但是可以返回带有任意开始频率和结束频率的M个频率样点,而不会改变DFT的频域输出(只会提取与FFT不同的一套频域样点)。
使用矢量信号分析仪,每次测量更新都会捕获时域信号的一部分,并用它来计算FFT。一个问题是连续的时间捕获可能在信号的不同电压电平点开始和结束。由于FFT假设重复信号,因此会产生不连续性(电压突然变化)。这种不连续性将以频谱泄漏的形式出现。为了缓解这个问题,矢量信号分析仪利用对波形进行操作的窗口函数来最小化不连续性, 即使此窗口函数改变了时域波形的形状,其形状(通常是高斯或汉宁窗口)的设计对频谱结果的影响最小。但是,它可能会对频谱的准确性产生一定影响。通常提供不同类型的窗口函数,以权衡频率精度、幅度精度或灵敏度方面的性能目标。
脉冲或突发信号通常可以在没有信号时在脉冲之间设置测量窗口的开始和停止,从而避免不连续性。事实证明,大多数雷达信号都具有额外的优势,即由于信号的对称性,它们往往是自窗口的。因此,使用不会改变时域波形的均匀窗口函数可以获得雷达信号的最佳结果。
图30显示了具有两个不同窗口函数的线性调频雷达频谱的示例。在这种情况下,高斯窗口函数会使频谱失真,因为脉冲发生在测量时间窗口的开始附近 - 而这正是窗口函数对信号影响最大的地方。使用均匀窗口进行相同的测量可以得到更好的结果。
什么是窗函数?
窗函数是通信术语。数字信号处理的主要数学工具是傅里叶变换。而傅里叶变换研究的是整个时间域和频率域的关系。不过,当运用计算机实现工程测试信号处理时,不可能对无限长的信号进行测量和运算,而是取其有限的时间片段进行分析。做法是从信号中截取一个时间片段,然后用截取的信号时间片段进行周期延拓处理,得到虚拟的无限长的信号,然后就可以对信号进行傅里叶变换、相关分析等数学处理。无限长的信号被截断以后,其频谱发生了畸变,原来集中在f(0)处的能量被分散到两个较宽的频带中去了(这种现象称之为频谱能量泄漏)。
为了减少频谱能量泄漏,可采用不同的截取函数对信号进行截断,截断函数称为窗函数,简称为窗。窗函数就是时域有限宽的信号。
泄漏与窗函数频谱的两侧旁瓣有关,如果两侧瓣的高度趋于零,而使能量相对集中在主瓣,就可以较为接近于真实的频谱,为此,在时间域中可采用不同的窗函数来截断信号。
数字信号处理的主要数学工具是傅里叶变换.而傅里叶变换是研究整个时间域和频率域的关系。不过,当运用计算机实现工程测试信号处理时,不可能对无限长的信号进行测量和运算,而是取其有限的时间片段进行分析。做法是从信号中截取一个时间片段,然后用截取的信号时间片段进行周期延拓处理,得到虚拟的无限长的信号,然后就可以对信号进行傅里叶变换、相关分析等数学处理。无限长的信号被截断以后,其频谱发生了畸变,原来集中在f(0)处的能量被分散到两个较宽的频带中去了(这种现象称之为频谱能量泄漏)。为了减少频谱能量泄漏,可采用不同的截取函数对信号进行截断,截断函数称为窗函数,简称为窗。
什么是高斯窗函数?
高斯窗是一种指数窗。高斯窗谱无负的旁瓣,第一旁瓣衰减达一55dB。高斯富谱的主瓣较宽,故而频率分辨力低.高斯窗函数常被用来截短一些非周期信号,如指数衰减信号等。
如何使用矢量信号分析仪测量功率和脉冲特性?
与频谱分析仪类似,可以从频谱结果中确定平均功率和峰值功率。但是,必须满足并理解适当的测量条件,以确保测量准确。
确保结果准确的最直接方法是将分析仪设置为以小于 0.3*PRF 的RBW进行线谱模式测量。此条件可确保分析仪解析每个频谱分量。请注意,由于矢量信号分析仪的 RBW 设置与测量时间相关,因此将 RBW设置为与线谱模式匹配将自动导致更长的测量时间,本质上与在FFT计算中包含多个脉冲具有相同的效果,如图 23 所示。可以使用与频谱分析仪中的线谱模式相同的方法确定简单脉冲 RF 信号的平均功率和峰值功率。但是,这通常不会执行,因为矢量信号分析仪允许使用其它测量窗口直接在时域视图中进行这些测量。
矢量信号分析仪通常还包含频带功率(类似于信道功率)和OBW功能,并且通常提供与信号分析仪中的等效功能相同的功能。还提供其它测量,例如互补累积分布函数 (CCDF)、频谱图和时间选通频谱。为了获得准确的结果,必须根据波形的代表性时域样本计算频谱。如果仅使用相对于周期的小部分信号样本来计算频谱,则显示的频谱级别可能无法反映信号的真实功率级别或正确的频谱特性。可以通过增加 FFT测量时间以包含几个脉冲周期或设置RBW以满足线谱模式来解决此问题。
雷达配件和零部件测试
要最大限度地提高雷达性能,需要对雷达系统中的配件和零部件进行彻底分析和优化。
发射路径中的系统引起的信号损失的影响直接由雷达范围方程中的 LT 和 LR 项。损失会直接降低雷达的有效功率:1 dB的损失与 1 dB的功率降低具有相同的影响。当发射 1 MW 的功率时,为补偿损失而增加 1 dB 的成本可能很高。损失越少越好。损耗测量对于位于发射功率放大器之后和接收机的低噪声放大器之前的滤波器、双工器和循环器等组件尤其重要。
虽然雷达范围方程中没有直接显示,但零部件相位和幅度平坦度以及群延迟也会影响雷达性能。这些损害通过限制雷达使用匹配滤波器最佳压缩信号的能力,对范围产生间接影响。此外,这些缺陷可能会限制雷达从雷达回波中提取多普勒频移等信息的能力。
表征零部件效应(包括损耗、平坦度和群延迟)的常用方法是利用S参数测量。S参数以复杂的术语描述组件的入射和反射响应,并全面描绘出组件对信号的线性影响。这些测量通常使用网络分析仪和 CW刺激进行。
然而,对于雷达,使用连续波信号以常规方式进行测量通常是不够的。这有两个原因。一个原因是,由于不同的偏置条件、快速上升沿引起的振铃效应或不同的工作温度,在脉冲条件下和CW刺激下测试时,组件的性能可能会有所不同。另一个可能的原因是,设备可能不是为处理与连续刺激相关的功率耗散而设计的。
雷达配件和零部件测量方法
在本节的其余部分,将介绍测量雷达配件和零部件各种方法。
如何使用功率计直接测量功率损耗?
测量损耗的一种简单方法是使用功率计。功率计提供双端口型号,允许同时测量(只要被测元件前后有可用的测量端口)。通过在设备前后进行测量,可以确定功率差。
使用功率计测量损耗的精度通常低于使用校准的矢量网络分析仪所能达到的精度;但是,其优点是可以在正常工作条件下进行测量。
这对于传输路径中进行的测量可能很重要,因为功率水平可能远高于刺激/响应测试设置中使用的信号发生器或网络分析仪所能提供的功率水平。另一点需要注意的是,功率计的测量结果可能与网络分析仪等仪器的结果不直接相关,因为功率计是测量基波和谐波功率的宽带检测器,而不是网络分析仪的调谐接收机测量,后者隔离基波信号分量。
如何使用网络分析仪进行测量?
网络分析仪测量模式
在讨论使用网络分析仪进行的具体测量之前,有必要先讨论测量脉冲射频信号的不同模式。网络分析仪可以使用宽带(或同步采集)检测模式或窄带(异步采集)检测模式测量脉冲射频信号。此处给出了这些模式的摘要。
更详细的讨论可以參考应用说明:如何使用宽带和窄带检测进行脉冲射频S参数测量?
宽带检测模式
当大部分脉冲射频频谱在接收机的带宽内时,可以使用宽带检测。可以认为它类似于频谱分析仪的零跨度模式,如图39所示。在这种情况下,脉冲射频信号将在仪器中解调,产生基带脉冲,同样类似于频谱分析仪中的零跨度。这种检测可以通过模拟电路或数字信号处理 (DSP) 技术来实现。使用宽带检测,分析仪与脉冲流同步,并且只有当脉冲处于开启状态时才会进行数据采集。这意味着必须存在与PRF同步的脉冲触发器。因此,这种技术也称为同步采集模式。
网络分析仪宽带模式的优点
网络分析仪宽带模式的优点是,当脉冲具有低占空比(脉冲间隔较长)时,动态范围不会损失。测量可能需要更长时间,但由于分析仪在脉冲开启时始终进行采样,因此信噪比与占空比基本保持不变。该技术的缺点是可测量的脉冲宽度存在下限。随着脉冲宽度变小,频谱能量会扩散 - 一旦足够多的能量超出接收机带宽,仪器就无法正确检测到脉冲。从时间域来看,当脉冲短于接收器的上升时间时,就无法检测到它们。对于 Keysight PNA-X 网络分析仪,带宽限制为 5 MHz,这对应于大约 250 ns 的最小脉冲宽度。
窄带检测模式
在窄带检测模式下,网络分析仪的接收机带宽设置为滤除中心频谱分量之外的所有信号功率,如图 40所示。窄带检测模式类似于频谱分析仪的线谱模式,只是分析仪保持调谐到特定频率。信号中心频谱分量代表 RF载波的频率。滤波后,脉冲RF信号显示为正弦或CW信号。使用窄带检测,分析仪样本与传入脉冲不同步(因此不需要脉冲触发),因此该技术也称为异步采集模式。
Keysight 开发了一种新颖的检测方法,使用比正常情况下更宽的IF带宽和独特的频谱归零技术来实现窄带检测。该技术允许用户以动态范围换取速度,结果几乎总是比没有使用该技术时获得更快的测量结果。
窄带检测的优点
窄带检测的优点是没有较低的脉冲宽度限制,因为无论脉冲频谱有多宽,大部分都会被滤除,只留下中心频谱分量。窄带检测的缺点是测量动态范围是占空比的函数。随着脉冲占空比变小(脉冲间隔变长),脉冲的平均功率变小,导致信噪比降低。这样,测量动态范围会随着占空比的减小而减小。这种现象通常称为脉冲脱敏。动态范围的降低(以dB为单位)可以表示为 20*log(占空比)。部分降低可以通过复杂的信号处理来克服。
如何使用网络分析仪进行测量?
网络分析仪提供各种测量和显示功能,包括插入损耗、群延迟、S参数、X参数以及这些参数随时间的变化。图 41 显示了在 PNA-X 网络分析仪的窄带和宽带检测模式下进行的插入损耗测量示例。对于脉冲宽度为 1 µs 且 PRI 为 100 µs 的脉冲RF信号,宽带检测模式使测量速度提高了17倍。由于速度优势,宽带模式通常是首选。但是,如前所述,窄带模式可能是具有宽带宽的窄脉冲的唯一测量选项。
就动态范围而言,优势取决于网络分析仪,并且是占空比的函数。从图 42 可以看出,网络分析仪PNA-X 凭借其采用的先进处理技术,在窄带模式下具有出色的动态范围性能。
网络分析仪脉冲响应测量类型
进行网络分析仪测量时需要考虑的另一个问题是确定要进行的测量类型。
网络分析仪四种不同的脉冲采样选项
平均脉冲测量 - 平均脉冲测量是通过不应用任何接收机触发或门控来执行的。这意味着接收机在脉冲持续时间内测量并整合来自被测设备 (DUT) 的所有能量。实际上,当使用窄带模式时,门宽度设置为等于或大于脉冲宽度,如图 40 所示。使用此方法,可以绘制 RF脉冲持续时间内的平均插入损耗或群延迟结果与频率的关系图。
脉冲点测量 - 脉冲点测量通过在源/偏置脉冲和接收机开始获取数据之间应用时间延迟,提供了在脉冲期间任何时间点测量 DUT 输出的能力,如图 43 右上方所示。还可以指定允许脉冲能量传递到接收机的时间门宽度,从而提供可变接收机积分窗口。使用此方法,可以绘制 RF 脉冲内给定时间段的插入损耗或群延迟结果与频率的关系图。
脉冲轮廓测量 - 脉冲轮廓类似于脉冲点,不同之处在于测量信息显示在时间域中(在 CW频率下),其中时间轴表示具有可变时间延迟的脉冲点测量(即从开始延迟到停止延迟)。这可以被认为是在脉冲宽度上进行脉冲点测量。使用微波 PNA,最小接收机门宽约为 20 ns,因此脉冲轮廓分析具有出色的分辨率,如图 40 左下角的示例所示。脉冲轮廓测量的结果显示为时间函数,而不是频率函数。脉冲轮廓可用于分析可能由组件引起的脉冲下降等现象。
脉冲间测量 - 脉冲间测量用于表征脉冲流如何因 DUT 性能变化而随时间变化。例如,放大器中的热效应会导致增益降低和相移。测量结果显示为幅度或相位随时间的变化,每个数据点代表一个连续脉冲。测量点相对于脉冲触发器在时间上保持不变。图 40 右下角的示例显示了由于高功率放大器加热时增益降低而导致脉冲流幅度减小的表示。只要有适当的脉冲触发器,脉冲就不一定需要重复。例如,可以使用多样化 PRI 进行测量。但是,脉冲间测量仅在宽带模式下可用。
天线测量
天线性能对每个雷达系统都至关重要。天线增益是雷达范围方程中的一个关键变量,因此直接影响范围。天线增益定义为相对于全向天线功率的最大功率。有时也称为方向性。
增益通常以对数形式定义,即 dBi(相对于全向天线的 dB),由以下公式表示:
GdBi = 4πηA/λ2
其中
η = 天线效率
A = 天线面积
λ = 载波波长
除了天线增益之外,天线极化也是一个重要的考虑因素。发射和接收天线的极化必须相互匹配才能有效地传输信号。极化类型包括椭圆形(最常见)、线性或垂直和圆形。雷达天线设计为形成可控波束。波束并不完美,其宽度定义为 3 dB 点之间的角度,如图 44 所示。水平和垂直方向上的宽度不一定相同。例如,跟踪天线可能具有水平和垂直方向上相同的笔形波束。但是,搜索天线的波束在水平轴上可能较窄,但在垂直方向上更像扇形。考虑波束宽度和天线增益很重要,因为两者是相互关联的:随着波束变窄,增益会增加,因为功率更加集中。
天线功率密度
请参考图44。天线的许多重要特性可以从天线方向图确定。
传统雷达依靠机械定位器来控制波束。现代雷达可能使用电子控制天线阵列,这可以大大提高波束控制的速度和准确性。瞄准线测量(峰值功率的预期角度与实际测量角度)有助于校准波束的方向。
天线控制的准确性将决定识别目标方向的准确性。天线旁瓣是波束形成过程中不希望出现的伪像,它会向不希望的方向传输能量,如图 44 所示。旁瓣通常很小,但可以根据给定天线设计的理论极限进行测量。旁瓣最好很小,以避免由于天线附近的物体而产生错误返回。
除了天线增益、极化、波束宽度、瞄准线和旁瓣之外,其它常见的天线测量还包括频率响应和阻抗。
远场与近场天线测试
通常使用两种常见配置来测试天线,即远场和近场,如图 45 所示。每种配置都有优点和缺点。
远场天线通常在源天线和接收天线之间相距很远的情况下运行。天线辐射球面波前,但在很远的距离下,球面波前在接收天线的孔径上几乎变成平面。必须将天线分开以模拟平面波前,以减少接收误差。普遍接受的远场标准是 R > 2D2/λ,这允许在被测天线 (AUT) 的孔径上发生 22.5 度的相位变化。
近场天线通常在源天线和接收天线之间的距离更短的地方工作。在天线平面附近,场具有反应性,衰减速度比辐射近场区域更快。近场测量是在 λ/2π < R < 2 D2/λ 的辐射近场区域进行的。近场测量涉及大量数据收集和转换分析,以得出远场结果。
天线远场测试配置
远场测试配置覆盖范围通常为 10 到 1,000 米,这是远场测试设置的主要缺点。优点是测试所需的计算更少,速度更快。
使用远场天线测量,当 AUT 在方位角和仰角坐标中旋转时,可以实时测量辐射能量。结果数据是作为角位置函数的幅度、相位或两者的测量值。天线的旋转通常通过机械定位器完成,该机械定位器确定坐标系中的准确位置,并且通常将移动限制在单个轴上。
图 47 显示了另一个可用于较小远场范围的示例测试配置。当范围足够小以确保电缆损耗不会影响测量时,可以使用这种更简单的配置。可选地,光学扩展器可用于更大的范围。它们对输出功率的影响不大,但不会影响测试吞吐量。
图 47. 这个带有网络分析仪的简单测试配置示例用于较小的远场测试设置,但由于电缆损耗,可能无法用于大范围。
天线近场测试配置
近场方法通过不同的技术测量天线的远场模式。近场方法将探针移过天线的孔径,并测量每隔半个波长间隔的样本网格上的幅度和相位点,如图 48 所示。根据天线的性质,可以使用不同的扫描模式。使用产生标准远场天线模式的傅立叶变换计算技术,将近场区域辐射的能量解析转换为远场结果。
近场天线优势和缺点
近场天线范围比远场范围有许多优势:
所需空间更小;
天线不受天气影响;
天线和测试频率的安全性更高;
对于非常大的天线,近场系统的成本通常要低得多。
主要缺点是测量和处理大量数据所需的复杂性和时间。
图 49 显示了使用网络分析仪的基本近场天线测量配置。它类似于小范围配置。网络分析仪既作为源又作为接收机运行,而外部软件应用程序控制数据收集、网络分析仪的定时和定位器的移动。此外,外部应用程序控制 AUT 极化的切换。
图49。这是近场天线测试配置示例。使用变换分析从近场测量中推断出远场天线方向图结果。
为了尽量缩短测试时间,可以在每次数据扫描期间多路复用频率。但是,这会导致矩形近场网格在正向和反向数据扫描方向之间错位,从而导致远场模式结果出现错误。这些错误可以通过始终在同一扫描方向上收集数据测量来消除;但是,这会使测试时间加倍。或者,可以在反向扫描中以相反的顺序扫描频率。将此反向扫描与正向和反向扫描之间的正确触发结合使用可确保每个频率集在矩形近场网格上空间对齐。此技术需要支持“反向频率列表”操作模式的 RF 源。PNA/PNA-X 网络分析仪包括专为天线测量设计的反向扫描和边缘触发功能。
天线测量结果示例
請參考图 50。远场天线模式和交叉极化测量的示例。可以使用天线的不同极化方向来测量和比较增益。
图 50 右侧图像显示了另一个测量交叉极化的天线方向图示例。交叉极化本质上是结果与相反极化的差异。在这种情况下,观察到 30 dB 的差异,这是良好的极化纯度水平。设计良好的线性天线应该只对其设计的极化做出响应。
多孔径和相控阵天线的解决方案
多孔径或相控阵天线由多个天线或辐射元件组成,它们通过操纵每个发射信号的相对相位形成特定形状或方向的波束。将阵列天线的元件与波束形成技术相结合可增强空间选择性和干扰避免。
这些天线的校准和测试可能非常具有挑战性。随着阵列元件数量的增加,完全表征天线所需的时间也随之增加。因此,使用多个相干测量通道的能力是加速包含许多元件的相控阵天线测试的有效方法。
由于阵列中的各个组件导致的元件间相位和幅度(增益)误差会严重限制整体性能。由于相位用于控制波束,因此必须校准辐射元件的任何错位引起的误差,以确保高效准确的操作。
根据信号类型,有两种方法可以分析跨通道响应:窄带扫频方法和宽带刺激/宽带接收器方法。窄带方法使用扫频或阶梯音和窄带接收机一次测量一个频率;然后在时域中执行跨通道计算。另一种方法要快得多:它使用宽带刺激和宽带接收机同时测量所有频率并计算跨通道频谱。
理想的测量解决方案具有使用任一方法的多功能性,而具有数字下变频 (DDC) 的宽带数字化仪提供了所需的灵活性。作为数字化仪的一部分,基于硬件的 DDC 可以隔离感兴趣的信号 (SOI),然后通过减少时域中的积分噪声量来改善 SOI 带宽内的 SNR 和动态范围。此外,DDC 减少了在给定测量持续时间内要获取和传输的数据量 - 这意味着任何后处理算法的工作量都会减少。
图 51 显示了可用于阵列天线测试和校准的八通道系统的通用框图。信号路径从左到右进行,源自被测天线阵列。传入信号被衰减和下变频,目的是将射频或微波信号转换为与满量程输入范围匹配的幅度和在数字化仪带宽内的中频。
具有相位相干输入(例如,相位差小于 1 度)的多通道数字化仪可以并行测试多个发射/接收模块 (TRM) 对。此外,数字化仪还必须提供足够的 3-dB 带宽,以便能够表征相控阵天线中可能实现的不同功能的信号:连续波 (CW) 技术、宽带技术、复杂调制等。
一个示例解决方案是配备可选 DDC 的 Keysight M9703A AXIe 高速数字化仪。M9703A 提供 8 个同步采集通道,分辨率为 12 位,能够以 1.6 GSa/s(或 3.2 GSa/s 交错)的速度将 DC 至 2 GHz 的信号捕获到 4 GB 内存中。随着技术的发展,阵列密度越来越高,这种可扩展的测量平台可以容纳更多的数字化仪通道,从而提供面向未来的解决方案。
雷达截面积RCS
雷达RCS是什么? 雷达截面积
雷达截面积 (Radar cross-section-RCS),表示为 ,也称为雷达特征(radar signature),是衡量雷达可探测到物体的程度的指标。雷达截面积RCS越大,表示物体越容易被检测到。
物体将有限数量的雷达能量反射回源。影响雷达截面积RCS的因素包括:
制造目标的材料;
目标的大小相对于照射雷达信号的波长;
目标的绝对大小;
入射角(雷达波束撞击目标特定部分的角度,取决于目标的形状及其相对于雷达源的方向);
反射角(反射光束离开目标击中部分的角度;它取决于入射角);
发射和接收的辐射的极化相对于目标的方向。
雷达截面积RCS是指雷达的反射截面积。根據雷达探测的原理是发射电磁波照射到物体表面再反射回接收天线,而雷达波照射到物体表面物体表面依原路径返回的电磁波越少,雷达截面积越小,雷达对目标的信号特征就越小,探测距离也越短。
雷达截面积RCS有三个主要贡献因素:
虽然发射器强度和距离对于检测目标很重要,但它们并不是影响 RCS计算的因素,因为 RCS 是目标反射率的属性。
通过数值算法求解麦克斯韦方程组的领域称为计算电磁学,许多有效的分析方法已应用于RCS预测问题。RCS预测软件通常在大型超级计算机上运行,并采用真实雷达目标的高分辨率 CAD 模型。
当波长远短于目标特征尺寸时,使用几何光学、物理光学、衍射几何理论、衍射均匀理论和衍射物理理论等高频近似。
统计模型包括卡方、Rice 和对数正态目标模型。这些模型用于预测给定平均值的 RCS 的可能值,并且在运行雷达蒙特卡罗模拟时非常有用。
诸如边界元法(矩量法)、时域有限差分法(FDTD)和有限元法等纯数值方法受到计算机性能的限制,只能用于较长波长或较小特征。
然而,对于简单的情况,这两种方法的波长范围有相当大的重叠,对于困难的形状和材料或非常高的精度,它们被组合成各种混合方法。
数值计算RCS方法极其复杂,也有一些开源的代码(3-D MoM and FDTD)可参考,感兴趣的可以进行精读,其仿真计算RCS结果如下图所示:
图 52 显示了同极化和交叉极化信号传输和接收的基本范围设置。在此配置中,网络分析仪通过独立的测量通道同时测量两种极化,同时还向发射天线提供源信号。
技术的进步使人们能够更好地了解如何最大限度地减少物体的反射能量。因此,实际返回的信号电平非常小,只有使用极其灵敏的测量仪器才能获取。
由于传输和反射的能量和物体反射项 σ,接收信号将非常小,该项针对最小的返回信号进行了优化。返回信号的电平还受到较大距离(由于物体尺寸)等的影响。因此,具有非常好灵敏度的仪器是必不可少的。为了实现最佳灵敏度,Keysight 网络分析仪等仪器使用基于混频器的接收机。
由于信号很小,范围内元件引起的小反射本身会产生大量反射能量。
为了解决这个问题,Keysigh 高级网络分析仪提供了时间门控功能,可以消除不需要的信号。这是通过对测量的频率数据计算逆快速傅立叶变换 (IFFT),从数学上消除不需要的信号,然后计算 FFT 以恢复频率结果来实现的。图 53 说明了这个概念。
在有限采样上计算 IFFT 的一个缺点是,它会在时间上产生基本信号的重复(“混叠”)。这些缺点或混叠可以通过测试过程来解决,以创建无混叠测量跨度。此跨度的宽度部分取决于分析仪能够测量和处理的数据点数。网络分析仪的典型数据点数可能是 1601,这适合许多测量所需的无混叠范围。
但是,由于可能需要更多数据,PNA/PNA-X 网络分析仪提供 20,001 个点以确保宽的无混叠跨度。
有关时间选通过程的更多详细信息,请参阅 Keysight 应用说明 1287-12《使用网络分析仪进行时域分析》,出版号 5989-5723EN。[8
噪声系数
正如雷达距离方程的推导中所述,雷达接收机的阈值基于四个因素:噪声系数 (NF)、KT(波尔兹曼常数温度)、系统的噪声带宽和信噪比。
KT(波尔兹曼常数温度)-204 dBW/Hz实际上是一个常数,几乎没有改进的机会。系统带宽由雷达设计决定,一旦信号到达接收机,信噪比就无法改进。因此,接收机噪声系数成为接收机优化中一个非常重要的术语。
考虑噪声系数NF时,回顾一下 Friss公式会很有帮助。首先,为了避免混淆,噪声因子 (F) 是设备输入端的 S/N 与输出端的 S/N 之比。因此,噪声因子是一个无单位的比率,而噪声系数 (NF) 是噪声因子的 10 对数,以分贝表示。
Friss公式描述了系统中连续组件的噪声因子如何相加以确定系统的总噪声因子。
其中 F 是每个元件的噪声系数
该公式的意义在于,链中的第一个元件(通常是放大器)通常对整体噪声系数NF 的影响最大,因为其它他元件的影响会因前一个元件的增益而减弱。
乍一看,人们可能倾向于相信噪声系数是一个可以以很小的成本实现系统性能大幅改进的领域。现代低噪声放大器可以提供非常低的噪声系数。如果正确设计到接收机架构中,系统噪声系数损失可以降到最低。因此,将接收机噪声系数降低 3 dB 似乎比将发射机功率增加相同量更经济。然而,现实并非如此简单。接收机设计人员还必须考虑提供足够的增益、相位稳定性、幅度稳定性、动态范围、从过载和干扰中快速恢复以及可靠性。此外,还必须提供保护以防止附近发射机的过载或饱和以及烧坏。
出于这些考虑,许多雷达接收机不在接收机前端使用低噪声RF放大器,而只是使用混频器作为第一接收机。即便如此,NF噪声系数是一个关键指标,必须进行优化。
今天,有两种主要方法用于测量噪声系数。这些是 Y 因子或热/冷源法以及直接噪声或冷源法。
Y因子法测量技术
什么是Y因子?
Y因子法或热/冷源技术最为普遍。它依赖于放置在 DUT 输入端的噪声源。与室温终端相比,噪声源会产生过多的噪声。当噪声源关闭时,它代表冷源终端(或与室温下无源终端相同的终端)。当噪声源打开时,它呈现热终端。虽然不是物理上的热,但噪声源的过量噪声可以用等效温度来描述,该等效温度会在该温度下从假设的终端产生相同量的噪声。在这两种终端状态(热和冷)下,在 DUT 的输出端进行两次噪声功率测量。这两个功率的比率称为 Y因子。
使用 Y因子和来自噪声源的 ENR(过量噪声比)校准数据,可以通过以下公式确定系统的整体噪声因子:
请注意,此方程式可得出包括测量仪器在内的系统的噪声因数。在 DUT 增益较高的情况下,系统的噪声因数可用于近似计算 DUT 的噪声因数。但事实可能并非如此。消除测量仪器的噪声因数影响需要进行校准。这是通过让测量系统测量其自身的噪声因数和增益,然后使用 Friss方程计算出其自身的贡献来实现的。
(有关 Y因子法的更多详细信息,请参阅 Keysight 应用说明 57-1《射频和微波噪声系数测量基础》,文献编号 5952-8255E。)[14]
Y因子法是专用噪声系数分析仪和内置噪声系数功能的频谱/信号分析仪最有可能使用的方法。使用 Y因子技术的仪器示例包括 Keysight NFA 系列噪声系数分析仪和 Keysight PXA 系列信号分析仪。这些仪器通过自动化测量过程和相关测量计算简化了测量过程。对于 Keysight SNS 噪声源和 NFA 系列噪声系数分析仪,ENR校准数据的输入过程是通过将噪声源内的电可擦除可编程只读存储器 (EEPROM) 中的值加载到分析仪中自动完成的。
直接噪声或冷源法测量技术
第二种方法称为冷源法或直接噪声技术。使用这种方法,只需在 DUT 的输出端进行一次噪声功率测量;放大器的输入端在室温下以源阻抗终止。冷源技术需要对 DUT 的增益进行独立测量。因此,这种技术非常适合与矢量网络分析仪 (VNA) 一起使用,因为它们可以对增益进行非常精确的误差校正测量。但是,它还需要一个可以进行噪声和 CW 测量的网络分析仪。能够进行噪声系数测量的 VNA 的一个示例是 Keysight PNA-X 网络分析仪。
使用矢量网络分析仪VNA 进行噪声系数测量有几个优点。其中之一是能够在与 DUT 的同一连接期间进行其他重要测量。例如,PNA-X矢量网络分析仪能够测量 NF、增益、IMD 以及 S 和 X参数。此外,PNA-X 等矢量网络分析仪能够利用先进的误差校正技术,包括使用 ECal电子校准模块作为阻抗调谐器来校正不完美的系统源匹配。这在使用开关矩阵的自动测试环境中尤其有用。这些先进的功能与 PNA-X 矢量网络分析仪的极佳灵敏度相结合,提供了 Keysight 性能最高的噪声系数解决方案。
如何选择最佳噪声系数测量解决方案?
最佳噪声系数测量解决方案将取决于测量目标、被测 DUT 的相对 NF 和增益以及成本限制。
基于信号分析仪的噪声系数解决方案通常具有最低的增量成本,并提供了执行频谱测量(例如发射频谱、IMD 和杂散)的多功能性。但是,信号分析仪的测量不确定度通常比专用 NF 分析仪更大。这部分是由于大多数信号分析仪的噪声系数较高。但是,对于高增益设备,测量分析仪的噪声系数对测量不确定度的影响很小。因此,基于信号分析仪的解决方案可能是测量高增益设备的最佳解决方案。专用噪声系数分析仪(例如 Keysight NFA)旨在具有低噪声系数和低测量不确定度。
当需要高水平的测量精度而又不需要噪声系数网络分析仪的额外性能和成本时,NFA 分析仪可以提供最佳解决方案。最终,正确的解决方案可能取决于哪种解决方案能满足您的特定性能要求。有关优化和确定基于 Y 因子的解决方案的精度的更多信息,请参阅 Keysight 应用说明 57-2《噪声系数测量精度:Y 因子法》,文献编号 5952-3706E。
基于冷源法的 PNA-X 网络分析仪噪声系数解决方案可提供 Keysight 的最高噪声系数性能,原因如上所述。图 54 显示了使用传统 Y因子法与传统噪声系数解决方案的精度与使用 PNA-X 冷源法(带源校正和矢量校准)的精度的典型比较。结果显示测试系统中包括和不包含开关的情况。PNA-X 网络分析仪解决方案的另一个好处是,它还提供了 S参数、X参数和 IMD 等测量功能,并且只需连接到 DUT 即可。
扫描二维码,阅读相关内容 :如何精确地测量噪声系数?
时间旁瓣电平
在雷达系统中,对脉冲进行调制以进行压缩可提高空间分辨率,并扩大给定输出功率水平的范围。遗憾的是,传统的射频脉冲测量无法有效预测使用脉冲压缩的雷达的性能。例如,未压缩脉冲的宽度与空间分辨率直接相关。将其与使用线性调频 (LFM) 啁啾脉冲的系统进行比较:分辨率取决于脉冲宽度、啁啾带宽和啁啾线性度。
一种称为时间旁瓣电平 (Time sidelobe level - SLL) 测量的技术是预测空间分辨率、动态范围等性能的可行方法。SLL 时间旁瓣电平法将各种潜在信号损伤提炼为一个简单的指标,可用于确定雷达性能是否适合预期应用。
什么是时间旁瓣?
时间旁瓣是脉冲带宽之外的回波能量的结果。在时域中,这通过回波脉冲的范围(时间)扩展来表示。
当使用脉冲压缩技术时,发射或接收链中的任何异常都可能导致时间旁瓣电平 SSL。如果发射器产生的脉冲不太理想,则当回波信号通过相关滤波器并被压缩时,将出现时间旁瓣。如果接收路径中出现任何 RF 或 IF 不匹配,或者相关滤波器未得到适当优化,则时间旁瓣将增加。在现代系统中,相关滤波器通常使用 DSP 而不是模拟滤波器来实现。因此,压缩脉冲波形在数学上是确定性的和可重复的 - 这意味着它可以通过模拟轻松优化。
如何应用时间旁瓣测量技术?
雷达接收器中的检测器将发射信号与随时间接收的回波和噪声相关联。当接收信号与发送信号匹配时,将出现相关峰值,并在此时标记目标检测。
理想的相关峰值将无限窄,值为 1,并被类似噪声的旁瓣电平包围。在另一个极端,纯信号和纯噪声之间的相关性为零。从不完美生成的压缩脉冲到来自滤波器的内部反射等系统损伤都可能导致相关旁瓣电平远高于本底噪声(图 55)。很难判断此类损伤对压缩脉冲的影响;但是, 时间旁瓣测量技术可以定量测量发射脉冲形状和接收信号。
要准确测量SLL,需要一个与所需脉冲形状完美相关的滤波器。第一步是构建一个代表所需压缩脉冲的理想波形:基本参数是带宽、脉冲宽度和啁啾或调制特性。可以使用 Keysight 的 SystemVue 或 Signal Studio 等软件进行脉冲构建,或使用 MathWorks 的 MATLAB 进行建模。数学生成的压缩脉冲的理想表示(即可重复且无任何损伤)可以存储在内存中,并在以后调用以关联测量的波形并计算SLL。
在SLL计算相关的脉冲波形时,仪器校准和波形校正也是重要因素。原因是大多数压缩脉冲的宽带特性会导致测量仪器内的相位和幅度与频率都存在潜在的不准确性。为了防止这些不准确性影响时间旁瓣测量,必须使用具有内置均衡和信号生成软件或具有预失真或实时校正功能的硬件的测量接收器。
N6171A MATLAB软件
Keysight 可直接提供这一备受推崇的软件环境和编程语言,作为大多数信号发生器、信号分析仪和频谱分析仪的选件。提供三种配置:基本、标准和高级。
MATLAB 扩展了兼容仪器的功能,可帮助您进行自定义测量、分析数据、可视化结果和创建任意波形。它还为数据分析任务(如信号处理、信号调制、数字滤波和曲线拟合)提供交互式工具和命令行函数。
加权输出信号
通常使用输出信号的幅度加权将时间旁瓣降低到可接受的水平。一个常见的副作用是:信号加权会导致信噪比 (SNR) 下降。
可以使用各种流行的窗口函数来提供必要的加权。表 1 显示了与五个常用窗口相关的抑制级别和 SNR信噪比变化。图 56 提供了 Hamming 窗口函数及其相关频率响应的图形表示。
如何进行时间旁瓣测量?
测量过程从详细了解理想压缩脉冲开始,如上所述。下一个要求是配备 VSA软件的合适宽带仪器(信号分析仪、示波器或逻辑分析仪)。示例仪器包括 Keysight PXA 或 MXA 信号分析仪和 Infiniium 90000 X 系列或 Q 系列示波器。这些都支持 89600 VSA 软件,该软件能够实现进行和显示时间旁瓣测量所需的数学运算。
该仪器用于采集和数字化测量波形。VSA软件可以配置为使用时间互相关恒等式,这种方法比在数据文件之间执行时域互相关要简单得多。使用该恒等式可以获取测量的频率数据并将其乘以先前创建的理想脉冲。在进行测量之前,必须将理想脉冲导入 VSA软件并转换为 VSA 的文件格式。一个重要注意事项:为确保成功进行 SLL 测量,导入的文件和测量数据必须使用相同的采样率。
完成这些准备工作后,即可进行测量。在 VSA软件中,测量的频率数据(具有实值和虚值)与理想脉冲相乘。使用 IFFT 函数处理此结果以产生 SLL 测量所需的时间互相关。
结果
由于从主相关瓣到最小可辨别旁瓣的时间与最小空间分辨率直接相关,因此 SLL 可以有效地评估雷达系统的现场性能是否通过。SLL 还可以确保没有其他内部产生的旁瓣会影响雷达的整体阈值性能。
相关函数也与目标检测概率直接相关。由此,足够低的 SLL 值可确保被测雷达硬件具有足够的动态范围来检测微弱的目标返回信号。
在组件级别,时间旁瓣测试可以帮助识别模拟微波设备的问题。无需筛选大量测量值,只需评估系统内任何一点的时间旁瓣水平是否存在缺陷,这样就可以快速确定雷达脉冲是否能够提供所需的性能水平。此外,几乎可以在发射器和接收器检测器之间的任何地方评估脉冲质量,这使得 SLL成为一种有价值的诊断工具。例如,一次快速的 SLL测量可以精确定位发射器或接收器是问题的根源。后续测量可以快速隔离可能导致雷达性能达不到系统要求的信号损伤。
相位噪声、AM噪声和杂散
相位噪声、AM噪声和杂散会对雷达性能产生重大影响。接收器中的相位噪声和 AM噪声会降低信噪比。发射信号中的噪声会影响雷达回波,这种噪声可以在存在杂波的情况下隐藏低电平多普勒目标信号。由不必要的离散 PM 或 AM 振荡产生的杂散可能会导致错误目标。
相位噪声是由时域不稳定性引起的信号相位随机波动的结果。在时域中,这种影响称为抖动。在频域中,这种不稳定性表现为边带,将功率扩散到相邻频率,如图 57 所示。如果相位变化是随机的或类似随机的,边带将从信号向下倾斜。但是,如果信号的相位变化是由于特定的非随机振荡引起的,则结果将是离散频谱分量或杂散。
AM噪声还会将功率扩散到相邻频率。相位噪声在较近的频率偏移处更占主导地位,而 AM噪声在较宽的偏移处可能变得更占主导地位。在雷达中,良好的相位噪声对于稳定的本地振荡器 (STALO) 和相干振荡器 (COHO) 至关重要,因为这些信号是雷达的核心。这些信号上的任何相位损伤都会在它们传输到更高频率的发射和接收信号时成倍增加,从而有效降低信噪比。
相位噪声和 AM噪声效应对移动目标指示 (MTI) 雷达可能特别有害。这些雷达的工作原理是,由于多普勒效应,来自移动目标的回波会频率偏移。通常,与来自地面或山腰等静止物体的杂波相比,这些目标回波很小。由于杂波和目标回波的频率不同,因此杂波会被滤除,而目标回波会被检查。但是,杂波消除滤波器无法消除杂波上的噪声。因此,发射信号的良好噪声性能对于雷达的运行非常重要。
有多种解决方案可用于测量相位噪声
适当的测量相位噪声测量方案将取决于成本和性能限制。虽然对雷达内的 CW信号(包括 STALO 和 COHO)进行相位噪声测量至关重要,但可能还需要测量脉冲信号的相位噪声或了解系统组件(例如功率放大器)贡献的相位噪声(残余或附加相位噪声)。对于多普勒雷达来说尤其如此,因为了解正常工作条件下发射路径的相位噪声至关重要
可用于测量相位噪声的仪器包括信号分析仪、信号源分析仪或专用相位噪声测试系统。
基于信号分析仪的相位噪声测量解决方案通常提供最低成本的选择。专用信号源分析仪(例如 Keysight SSA 信号源分析仪)可为测量振荡器和锁相环 (PLL) 提供高性能和高效率。相位噪声测试系统更复杂,但提供最大的灵活性和性能。相位噪声测试系统可能是唯一能够进行脉冲和残余相位噪声测量的解决方案。
如何直接测量相位噪声频谱?
使用信号分析仪进行相位噪声测量需要直接分析频谱并检查相位噪声边带的电平。此过程可以通过任何信号分析仪手动完成,只需使用标记功能并测量所需偏移频率的噪声电平即可。相位噪声通常以 dBc/1 Hz 为单位测量,因此应根据 RBW 设置将其归一化为 1 Hz。此外,根据检测器和显示模式,可能还需要噪声校正项。有
更多信息,请参阅 Keysight 应用说明 频谱分析仪测量和噪声
为简化起见,大多数信号分析仪都包含自动噪声标记功能。使用频谱分析仪测量噪声时,结果中实际上包括相位和 AM噪声;但是,由于相位噪声通常占主导地位,因此测量结果通常被称为相位噪声。
许多信号分析仪还包括自动单边带 (SSB) 相位噪声测量功能。图 58 显示了使用 Keysight PXA 频谱分析仪和可选的 N9068A 相位噪声测量应用程序进行的相位噪声测量示例。测量应用程序适用于 CW 信号。信号分析仪可以测量的相位噪声偏移和电平范围取决于可用的 RBW 设置和仪器本身的相位噪声。
对于 PXA 频谱分析仪,它能够测量接近 100 Hz 的偏移。其在 10 kHz 偏移下的典型性能为 –129 dBc/1 GHz。
如何使用相位检测器测量相位噪声?
为了实现最佳灵敏度和准确度,大多数专用相位噪声和信号源分析仪都基于相位检测器,如图 59 所示。大多数相位检测器都是平衡混频器,需要 RF 和参考信号。当 RF 和参考信号彼此正交并应用于
平衡混频器时,IF 输出提供两个信号之间瞬时相位差的测量值。在大多数实现中,使用窄带 PLL 来维持正交相位关系。瞬时相位差由 0 伏左右的瞬时电压变化表示。使用正交双平衡混频器可在测量相位噪声时抑制幅度噪声。然后放大噪声电压(IF 输出)并进行频谱处理以确定噪声和杂散信号作为偏移频率的函数。相位噪声测量系统通常还包括一个单独的 AM 检测器,用于测量幅度噪声和幅度杂散信号作为偏移频率的函数。AM 检测器可以基于二极管或混频器。
测量灵敏度受参考振荡器或测量中使用的任何微波下变频器的相位噪声限制。新型相位噪声分析仪使用先进的互相关技术来提高测量性能,使其超越参考振荡器和下变频器。这在测量压控振荡器 (VCO) 时尤其有用,因为压控振荡器往往具有非常低的、远离载波的相位噪声特性。对于不使用互相关技术的测量系统,可以对三个源进行数学相关,以提取每个源的实际噪声性能。(Keysight Technologies,用户指南 Keysight Technologies E5500A/B 相位噪声测量系统,部件号 E5500-90004,2000 年)。
如何使用信号源分析仪测量相位噪声?
Keysight E5052A 信号源分析仪 (SSA) 就是这样一种仪器,它采用互相关技术来显著提高测量性能。为方便起见,该分析仪包含自己的参考振荡器。信号源分析仪 (SSA)旨在高效快速地处理互相关,以获得最高的性能和效率。因此,信号源分析仪 (SSA)提供了非常高的性能水平,同时保持了较低的成本。
使用互相关技术可以改善相位噪声测量。图 60 显示了使用具有不同互相关级别的 SSA 进行相位噪声测量的示例。在 SSA 分析仪上,计算 10 个相关性以改善 5 dB 的时间权衡大约是测量时间的 10 倍。
除了相位噪声之外,基于 DSP 的 SSA 还提供许多其他功能,这些功能可用于测试雷达振荡器。由于它对信号进行采样并且基于 DSP,因此该分析仪能够分析幅度、频率和相位随时间的变化。它还可以通过触发频率异常来执行瞬态分析。SSA 提供两个接收通道:一个宽带通道用于监视频率变化,另一个窄带通道用于非常精确地捕获频率与时间曲线。可以在两个通道上同时测量信号,而宽带或窄带通道可以监视信号的频率变化。然后,这些频率变化可以触发并捕获瞬态事件。图 61 中有一个示例,显示了相位突变的捕获和分析。
如何使用专用测试系统测量相位噪声?
Keysight E5500 相位噪声测量系统等解决方案提供了最大的灵活性和性能。它的功能对于雷达特别有用,因为它可以执行脉冲绝对和残余(或加性)相位噪声测量。它还能够测量从 0.01 Hz 到 100 MHz 的广泛频率偏移范围。与 SSA 一样,E5500 基于相位检测器,但需要单独的参考振荡器。
E5500 系统的主要组件包括低噪声下变频模块、外部参考源、相位噪声测试集(检测器、PLL)、基于数字化器的 FFT 分析仪(和/或扫频分析仪)和 PC 软件。基于其模块化系统设计,可以使用不同的硬件组件来满足各种测量要求。E5500 在 ATE 应用中表现良好,因为它是完全可编程的,并且可以共享参考源和频谱分析仪等通用组件以用于其他测量用途。E5500 选项包括绝对或残余测量、CW 或脉冲相位噪声和杂散测量以及 AM噪声测量。
脉冲和残余相位噪声测量对脉冲雷达系统特别有用。这些测量可通过 E5500 系统进行,但不能通过基于频谱分析仪的系统或 SSA 进行。图 62 显示了用于脉冲绝对和残余相位噪声测量的配置的基本框图。
有关如何使用 E5500 系统进行相位噪声测量的详细信息,请参阅 Keysight 应用说明 《脉冲载波相位噪声测量》
总结
自尼古拉·特斯拉和其他先驱者的时代以来,雷达已无处不在,其应用范围仍在不断扩大。与此同时,雷达技术也变得更加复杂,因为信号处理通常用于增强返回信号并在后处理期间提取信息(例如目标图像)。然而,无论信号处理变得多么复杂,每个雷达系统的性能都直接取决于底层发射器和接收器的质量。
了解雷达测量以及仪器如何响应雷达信号对于设计高性能且经济高效的雷达解决方案至关重要。本应用说明旨在解释常见的雷达测量并重点介绍当今可用的测量解决方案。关键的雷达测量包括功率、频谱、脉冲特性、天线增益、目标截面、组件增益和损耗、噪声系数和相位噪声——所有这些都可以通过雷达距离方程显示出来,直接影响雷达的性能。
这些测量应始终使用设计用于处理雷达系统和信号独特且苛刻的特性的高质量测试设备进行。
雷达专业术语解释
雷达 - Radar 这个词是无线电探测和定位Radio Detection and Ranging几个英文单词的缩写。通常,雷达系统使用调制的波形和定向天线向空间中的特定空域发射电磁波以搜索目标。搜索空域内的物体目标把入射能量的一部分向雷达方向反射,然后,雷达接收机处理这些回波,从中提取距离,速度,角度位置和其他目标识别特征等目标信息。
雷达系统的分类和波段 - 雷达可以分为路基、机载、星载、舰载雷达系统,也可以按照雷达的具体特征分成多种类别,例如根据使用的频带、天线类型和使用的波形等来分类。
高频HF和甚高频VHF雷达A和B频带:超视距雷达
超高频UHF雷达C波段:多功能相控阵雷达
L波段雷达D波段:空中交通管制雷达
S波段雷达E和F波段:机场监视雷达
C波段雷达G波段:火控雷达
X和Ku波段雷达I和J波段:合成孔径雷达
K和Ka波段雷达J和K波段:地面活动监视雷达
毫米波MMW雷达V和W波段:汽车工业雷达
雷达系统 - 雷达系统通常包括以下部分组成:天线,发射机,接收机,信号处理机,终端显示设备,伺服系统和同步设备。在不同种类的雷达可能是由其中不同的一部分或者几部分组成,其典型单基地收发共用的脉冲雷达的实现结构的基本框图如下:
雷达发射机 - 雷达发射机是雷达系统中发射电磁波信号的设备。雷达发射机通过对设计的脉冲或者连续波信号利用高稳定度的本地振荡器(Local Oscillator, LO)进行上变频后馈送到天线,经天线辐射到空间中。而依据实现方式的不同,雷达的发射机可以分为直接振荡式和主振放大式(功率放大式)。前者通过直接控制本振的通断来实现高频信号的产生,而后者通过对基带信号进行上变频来实现。主振放大式具有可通过设计产生复杂波形、频率稳定度高、回波信号相参等优点。同时主振放大式的信号产生流程与通信系统的发射机类似,是通信雷达一体化中雷达发射机组成的主要研究对象之一。
雷达接收机 - 雷达接收机是雷达系统中接受到返回电磁波的装置,主要由前端的放大器、混频器和相应的处理模块组成。接收机的主要任务是检测微弱回波信号,并将回波信号加以放大。由此可见,作为接收部分的第一级装置,雷达接收机的内部噪声应该尽可能小,从而降低级联对噪声的放大。同时需要说明的是,在雷达接收机部分也进行着一部分雷达信号的处理,例如:对接收信号的匹配滤波。雷达系统的接收机与通信系统的接收机没有本质区别,但是由于雷达系统的接收机接受到回波信号强度一般比较微弱,通常需要比通信系统接收机更好的信号检测灵敏度。
雷达天线系统 - 雷达的天线采用具有很强方向性的天线,此类天线的选择与雷达测距、测角的精度要求是分不开的。通常雷达的天线方向性越强,其测角精度、分辨力也就越高。雷达波束的运动可以通过伺服系统来进行机械的控制也可以通过日益成熟的相控阵列来进行控制。相比于伺服控制的机械扫描方式,相控阵由电子计算机进行控制具有速度快、精度高、机动灵活、可小型化等优势。雷达的扫描方向是多种多样的,可以是锥形、圆周、也可以是螺旋形扫描。同时随着波束成形技术的发展和研究,雷达波束的形状也是灵活多变的。
雷达信号处理系统 - 信号处理是雷达重要的研究课题和技术,雷达信号处理也是雷达技术的难点之一。与通信系统不同的是,雷达系统的信号处理旨在消除杂波、噪声干扰对雷达系统的影响,并在此基础上提取出有用的信号,同时利用相应信号进行对系统的控制。雷达信号处理通常包括动目标检测、复杂信号脉冲压缩、多普勒效应分析与处理等。
雷达终端 - 雷达终端指的是除了上述设备外雷达的其他设备,主要包括了实现同步的同步装置(系统时钟)、供电装置以及雷达的显示器。但是随着现代计算机技术与计算机图像学的发展,雷达终端已经不再局限与传统的显示设备,有了更多的显示选择。
雷达脉冲宽度 - 雷达脉冲宽度指雷达发送的脉冲信号的时间长度,即脉冲的持续时间。一般用微秒(μs)或纳秒(ns)来表示,不同雷达系统的脉冲宽度可在几纳秒至几毫秒之间。雷达脉冲宽度决定了雷达的空间分辨率:脉冲必须短于信号在目标之间传播所需的时间;否则,脉冲会在接收器中重叠。
雷达截面积RCS - 雷达截面积 (Radar cross-section-RCS),表示为 ,也称为雷达特征(radar signature),是衡量雷达可探测到物体的程度的指标。雷达截面积RCS越大,表示物体越容易被检测到。
脉冲雷达和连续波CW雷达 - 当把波形类型用作雷达系统的分类特征时,这里有两种雷达:脉冲和连续波雷达系统。连续波波形可以看成余弦函数形式的纯正弦波。脉冲重复频率PRF:将雷达分为抵重频、中重频和高重频雷达。脉冲之间的周期IPP为T,脉冲宽度为t,IPP通常被标位脉冲重复周期PRI, PRI的倒数就是PRF,PRF用fr表示。
雷达模糊图 - 由模糊函数的数学表达式,在三维坐标系中画出这个西数的图形,它就是一个立体实心图,这个图既有主峰,又由边锋和小突起。一般称这个三维立体图为模糊图。
模糊图中除主峰外的起他边锋和小突起统称为“白身杂波”,这个杂波不是由目标周国的其他散射体引起的,而是由信号本身特性决定的。
脉冲信号 - 脉冲信号是一种周期性很短的信号,其频谱特性具有一定的复杂性。脉沖信号的频谱主要包括两个部分:基波和谐波。基波是脉沖信号中最低频率的成分,其频率等于脉冲信号的重复频率。而谐波则是基波的倍频,频率为n倍的基波频率,n为正整数。脉沖信号中的谐波成分数量与脉冲信号的上升时间、下降时间以及脉冲宽度有关。
脉冲重复频率 -(英文 Pulse Repetition Frequency - PRF)即脉冲重复频率,每秒钟发射的脉冲数目,是脉冲重复间隔(pulse repetition interval, PRI)的倒数。脉冲重复间隔就是一个脉冲和下一个脉冲之间的时间间隔。脉冲重复频率的1/2称为尼奎斯特频率极限,如果多普勒频移值超过这一极限,脉冲多普勒所检出的频率改变就会出现大小和方向的伪差,称为频率失真。脉冲重复频率(PRF)是脉冲雷达信号最重要的特征参数之一。脉冲重复频率是发射脉冲或脉冲组的速率。通常来讲,脉冲重复频率就是每秒发射脉冲的数量,用赫兹(Hz)表示。
PRT(脉冲重复时间)- 雷达发射脉冲串中单个脉冲的时间。
PRI(脉冲重复间隔)- 雷达发射脉冲之间的时间间隔。
巴克码 - 巴克码,也被称为Barker序列,是一种特殊的数字序列,具有独特的性质,广泛应用于通信系统,尤其是雷达和无线通信中。7位巴克码和13位巴克码是其中两个常用的长度。它是一个非周期序列,一个n位的巴克码{X1,X2,X3,···Xn。),每个码元只可能取值+1或-1。
距离分辨率 - 距离分辨率是雷达的一种量度,用于描述雷达分别探测出相邻目标的能力。雷达系统通常设计成在最小距离和最大距离之间工作。通常情况下,为了提高雷达性能,雷达用户和设计者都在搜寻把距离分辨率做到最小的方法。如果要获得良好的距离分辨率则必须减小脉冲宽度。但是,这样会降低平均发射功率,增加工作带宽。使用脉冲压缩技术可以在保持足够的平均发射功率的同时获得良好的距离分辨率。
距离单元长度 - 雷达距离单元是指在雷达系统中用来测量目标与雷达之间的距离的最小量度。雷达距离单元是雷达波长在空气中传播时的一半,也被称为“半波长”。因为在雷达测距中,波长和距离之间存在一定的关系,所以使用半波长作为距离单元可以使雷达系统的距离测量更加准确。在雷达系统中,距离测量是基于回波信号的时间差测量原理实现的。当雷达向目标发射出一束电磁波后,目标将会回波并被雷达接收。通过测量回波信号的时间差可以计算出目标与雷达之间的距离。而雷达距离单元就是用来表示这个距离的最小量度。
多普勒雷达:利用多普勒效应来探测运动目标的位置和相对运动速度的雷达。多普勒效应是指当波源和观测者有相对运动时,观测者接收到的波的频率会发生变化。多普勒雷达常用于机载预警、机载截击、机载导航、低空防御、火控、战场侦察、导弹引导、靶场测量、卫星跟踪和气象探测等领域。
高斯滤波器 - 滤波器是一种用来消除干扰信号的器件,对电源信号中特定频率的频点或该频点以外的频率进行有效滤除,得到一个特定频率的电源信号,或消除一个特定频率后的电源信号。滤波器不仅用于频域,还存在许多其它过滤目标,可以去除某些频率分量的相关性。滤波器可以采用不同的技术构建,相同的传递函数可以通过不同的方式实现,也就是说滤波器的数学性质相同,但物理性质大不相同。
多普勒频率 - Doppler Frequency 雷达使用多普勒频率来提取目标径向速度(距离率),以及分辨杂波、静止物体和运动物体等目标。多普勒现象描述入射波形由于目标相对辐射源的运动而产生的中心频率移动。雷达使用多普勒频率来提取目标径向速度(距离率),以及分辨杂波、静止物体和运动物体等目标。多普勒现象描述入射波形由于目标相对辐射源的运动而产生的中心频率移动。这个频移取决于目标运动的方向,可以是正的也可以是负的。照射到目标上的波形具有间隔为波长的等相位波前。靠近的目标会导致反射的等相位波前相互靠近(较短波长)。反之,一个离开或后退目标(离开雷达运动)将导致反射的等相位波前扩展(较长波长)。
相干性 - 如果任意两个发射脉冲的相位是一致的,则称雷达是相干的;也就是说,从一个脉冲到下一个脉冲信号的相位是连续的,如果雷达能够在一个脉冲末端的等相位波前和下一个脉冲前端的等相位波前之间保持整数个波长,那么这就是相干性。使用稳定本机振荡器可以获得相关性。
脉冲信号 -脉冲信号是一种周期性很短的信号,其频谱特性具有一定的复杂性。脉沖信号的频谱主要包括两个部分:基波和谐波。基波是脉沖信号中最低频率的成分,其频率等于脉冲信号的重复频率。而谐波则是基波的倍频,频率为n倍的基波频率,n为正整数。脉沖信号中的谐波成分数量与脉冲信号的上升时间、下降时间以及脉冲宽度有关。脉冲信号的频谱特征还包括脉冲幅度对频谱的影响。在频率分析中,脉冲信号的频谱通常是由幅度为单位脉冲的频谱相加而成。
脉冲压缩技术 - 通过采用脉冲压缩技术(调制), 发射具有较低峰值功率的宽脉冲 (平均功率高,作用距离大) 却可不牺牲距离分辨率。接收机对接收到的 (宽)脉冲进行脉冲压缩处理,恢复窄脉冲的高距离分辨率并最大程度地扩大探测范围。该模糊图标明了定位精度(横轴)和多普勒频移容限(纵轴)。
相控阵雷达 - 相控阵雷达使用一组天线单元,包括反射单元和接收单元,各天线单元独立调整相位且同步工作,各单元的电磁波信号叠加在一起形成指向预定方向的窄波束。通过电控改变阵列波束指向,而不需要移动天线。相控阵系统通常的工作方式为实时地进行各单元的相位控制,以实现实时波束扫描。
飞行时间法- 飞行时间法 (Time of Right - TOF) 是一种双向测距技术,它通过测量UWB信号在基站与标签之间往返的飞行时间来计算距离。基于TOF的定位方法测距不依赖基站与标签的时间同步,故没有时钟同步偏差带来的误差,但TOF测距方法的时间取决于时钟精度,时钟偏移会带来误差。为了减少时钟偏移量造成的测距误差,通常采用正反两个方向的测量方法,即远端基站发送测距信息,标签接收测距信息并回复,然后再由标签发起测距信息,远端基站回复,通过求取飞行时间平均值,减少两者之间的时间偏移,从而提高测距精度。ToF法是目前量产激光雷达的绝大多数选择,FMCW法仅有极少数厂家可以提供量产产品。
热噪声 - 当温度在绝对零度以上,由于电荷载流子的热运动,所有电阻都有热噪声。热噪声是最基本的一种噪声,可以说是无处不在的。热噪声又称为Johanson或Nyquist噪声,是由电子的热运动产生的。在绝对零度(0 K)以上,就会存在自由电子的热运动。因此,几乎所有的器件/设备,都会产生热噪声。热噪声的功率谱密度不随频率变化,称为白噪声,又因服从Gauss概率密度分布,所以又称为高斯白噪声。
约翰逊噪声 - Johnson noise,也称作热噪声或奈奎斯特噪声, 是由于热搅动导致导体内部的电荷载体达到平衡状态时的电子噪声,与所施加电压无关。一般用统计物理推导该噪声被称作波动耗散定理,这里用广义阻抗或广义极化率来表征该介质。一个理想电阻器的热噪声接近白噪声,也就是功率谱密度在整个频谱范围内几乎是不间断的(然而在极高频时并不如此)。当限定为有限带宽时,热噪声近似高斯分布。
相参处理间隔 CPI - 相参处理间隔是用于处理相参处理的目标的回波持续时间。相干处理间隔(Coherent Processing Interval - CPI)是脉冲多普勒雷达中发射和接收脉冲列的一部分,这些脉冲列被联合处理,形成一组多普勒滤波。 CPI是雷达系统中一个重要的概念,用于处理和分析雷达信号,以提取目标的速度和距离信息。在相干处理间隔CPI期间,雷达发射一系列脉冲,并收集回波信号。这些回波信号通过多普勒处理或其他相干处理方法进行分析,以形成目标的距离-多普勒图。CPI的长度和脉冲重复频率(PRF)会影响雷达系统的性能和目标检测的准确性。相干处理间隔CPI的概念在雷达信号处理中非常重要,它帮助雷达系统有效地处理和解析反射回来的信号,从而提供关于目标速度和位置的信息。通过相干处理,雷达可以更好地识别和跟踪目标。
窗函数 - 窗函数是通信术语。数字信号处理的主要数学工具是傅里叶变换。而傅里叶变换研究的是整个时间域和频率域的关系。不过,当运用计算机实现工程测试信号处理时,不可能对无限长的信号进行测量和运算,而是取其有限的时间片段进行分析。做法是从信号中截取一个时间片段,然后用截取的信号时间片段进行周期延拓处理,得到虚拟的无限长的信号,然后就可以对信号进行傅里叶变换、相关分析等数学处理。无限长的信号被截断以后,其频谱发生了畸变,原来集中在f(0)处的能量被分散到两个较宽的频带中去了(这种现象称之为频谱能量泄漏)。为了减少频谱能量泄漏,可采用不同的截取函数对信号进行截断,截断函数称为窗函数,简称为窗。窗函数就是时域有限宽的信号。泄漏与窗函数频谱的两侧旁瓣有关,如果两侧瓣的高度趋于零,而使能量相对集中在主瓣,就可以较为接近于真实的频谱,为此,在时间域中可采用不同的窗函数来截断信号。
高斯窗函数 - 高斯窗是一种指数窗。高斯窗谱无负的旁瓣,第一旁瓣衰减达一55dB。高斯富谱的主瓣较宽,故而频率分辨力低.高斯窗函数常被用来截短一些非周期信号,如指数衰减信号等。
分贝的算法 - 分贝dB是一个测量的对数单位,它表示一个物理量与同一类型的特定参考量的比。
动目标显示 - 动目标显示 MTI(Moving Target Indication)是动目标显示雷达,指的是能够提供模糊速度和无模糊距离目标数据并用延迟线对消滤波器从不动的背景中区分出动目标的雷达系统,也就是利用动目标带给回波的多普勒频移来区分动目标和固定目标,从而达到滤除背景杂波的目的。对于地面脉冲雷达,由于地物杂波相对于雷达是静止的,而运动目标相对于雷达是运动的,因此地物杂波在相位检波器中输出的是等幅脉冲串,而运动目标回波输出的是幅度受到多普勒频率调制的脉冲串,所以通过相邻周期回波信号相减的方法,就可以消除地物杂波而保留运动目标信号,这样就达到了抑制地物杂波显示运动目标的目的。运动目标显示MTI的实现一般利用杂波对消器 (MTI 滤波器)来抑制固定杂波,提取运动目标信号。运动目标显示(Moving Target Indicator,MTI)和脉冲多普勒(Pulsed Doppler)处理使用多普勒来抑制杂波并增强对运动目标的检测;较小的目标需要更多的杂波抑制。
动目标检测 - 相比于动目标显示MTI来说,动目标检测MTD (Moving Target Detection) 的任务不仅要抑制杂波分离运动目标,而且要增强运动目标。动目标检测MTD的实现利用杂波对消器和多普勒滤波器组来实现。简单来说就是MTD=MTI+FFT。先通过动目标显示MTI来分离运动目标,再利用FFT来增强运动目标,提取多普勒信息,得到运动目标的速度分量,
有源电子扫描阵列(AESA) - AESA (Active Electronically Scanned Array)有源电子扫描阵列, 通常也称为有源相控阵技术。有源电子扫描阵列(AESA)它由一组天线组成,这些天线形成一束无线电波,可以瞄准不同的方向,而无需物理移动天线本身。AESA技术的主要用途是雷达系统。AESA雷达目前用于许多不同的军事平台,包括军用飞机和无人机,以提供卓越的态势感知。
杂波 - 在雷达系统中,杂波是指不需要的反射源,它会干扰雷达的正常工作。杂波的定义很大程度上取决于所希望的目标。雷达杂波是指除感兴趣的目标以外的其他物体的雷达散射回波。
平均功率 - 平均功率(Average power)是雷达完整时间波形(开启时间和关闭时间)的积分功率。如果脉冲宽度和脉冲重复频率不恒定,则积分时间必须足够长以表示脉冲参数的所有可能变化。大多数典型的射频和微波功率计都是平均功率计,并对信号的加热能量作出响应。
峰值功率 - 峰值功率是最大瞬时功率。峰值功率(Peak power)指电源短时间内能达到的最大功率,通常仅能维持30秒左右的时间,峰值功率其实没有什么实际意义的,因为电源一般不能在峰值输出时稳定工作。峰值功率即P.P功率,将额定输出功率中的有效值电压,换算为峰值电压得出的功率。因为峰值电压等于1.414倍有效值电压,所以峰值功率即等于2倍额定功率。
占用带宽 - 占用带宽(Occupied Bandwidth OBW)是通信产品的整个信道发射出来的功率所占用的宽度。针对无线通信产品来说,其的占用带宽是确定的,不能超过其确定的带宽范围,也就是不能占用其它通信产品的频谱资源。一般来说如果占用的宽度过大,会导致自身信道功率超标,占用宽度不够信道功率就会过小,从而实现不了产品的通信功能。
视频带宽 - 视频带宽(Video Bandwidth),指每秒钟电子枪扫描过的总像素数即单位时间每条扫描线上面显示频点数总和。在测量小功率信号时,VBW改善了识别能力和再现性,其测试曲线更加光滑,但扫描时间也相应增加。用最简单的术语来说,功率计视频带宽指示了它能够以多快的速度跟踪峰值功率包络的信号变化。它还指示了可以准确测量的调制带宽。
突发功率 - 突发功率“Burst Power”将测量某一指定脉冲宽度上的平均功率或某一指定阈值上的功率。突发功率测量是一种自动零跨度测量。突发功率测量不是在频域中积分功率(如在信道功率测量中所做的那样),而是在定义的时隙或门上积分功率,本质上相当于前面功率计部分讨论的门控功率测量。
调制域 - 频域是观测随频率广而变化的幅度值,它表明信号功率是如何按频率分市的。但有时候我们关心的并不是信号能量分布的幅度,而是信号每一时间点对应的频率,即频率关于时间的曲线,它反映了频率随时间调制的情况,故称之为调制域。时间、频率和幅度构成了一个空间直角坐标系,其中的频率和幅度构成频域,时间和幅度构成了时域,那么剩下的频率和时间就构成了调制域。
时间旁瓣 - 时间旁瓣是脉冲带宽之外的回波能量的结果。在时域中,这通过回波脉冲的范围(时间)扩展来表示。
这些术语在雷达技术中具有重要的应用和意义,帮助工程师和技术人员更好地理解和分析雷达系统的性能和行为。
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