超外差频谱分析仪的结构框图

衰减器是射频输入和第一个混频器间的唯一一个硬件。在杂散信号上做出标记并提高输入衰减。如果标记值没有改变，那么杂散信号就属于外部信号。而如果标记值改变，信号就是内部信号或者是内外部信号的总和。继续增加衰减，直到标记值不再改变，再开始测量。这一点就是优化第一个混频器输入电平的最佳值，因为此时所做的测量内部失真最低。一般来说，需要测量的动态范围越广，第一个混频器的输入电平就应该越低。

屏幕图像下端的黄色迹线表示在输入混频器被过度激励时的内部失真。衰减为零。蓝色迹线表示当衰减设置为10 dB时，杂散信号所减少的电平。

频谱分析动态范围

动态范围通常被认为是频谱分析仪测量谐波相关信号和两个或多个信号互相作用所生成信号的能力。例如对二阶或三阶谐波失真或者三阶交调的测量。在处理这些测量时，需记住频谱分析仪的输入混频器是非线性器件，因而频谱分析仪自身总会产生失真。

线性和非线性的区别是什么?

• 线性(linear)，指量与量之间按比例、成直线的关系，在数学上可以理解为一阶导数为常数的函数。
• 非线性(non-linear)则指不按比例、不成直线的关系，一阶导数不为常数。

混频器（Mixer）是一种非线性器件。混频器常用于无线通信系统中的频率转换和调制解调等应用。混频器将两个或多个输入信号进行非线性混合，产生新的输出信号，其频率为输入信号频率之和或差。这种非线性混合过程引入了频率转换和频率偏移的效果。混频器需要以非线性的方式把一个输入信号转换到所需的中频上。但是混频器中产生的多余失真分量和我们想测量的输入信号的失真会落在相同的频率上。

什么是动态范围?

频谱分析仪的主要设置参数之一，动态范围是频谱仪能测量到的输入端同时存在的最大信号与最小信号的比值（dB），并且对于较小信号允许以给定不确定度测量。需要指出的是测量精度也是定义的一部分。在后面的例子中我们将看到内部产生的噪声和失真是如何影响测量精度的。

动态范围与内部失真

为了确定频谱仪动态范围与失真的关系，我们必须先了解输入混频器工作原理。

混频器工作原理

大多数分析仪，尤其是利用谐波混频扩展它们的可调谐范围的分析仪，都使用了二极管混频器（其他类型的混频器也有类似的性能）。

流过理想二极管的电流可以表示为：

其中，

 

我们可以把上式展开为幂级数：

现在将两个信号加入到混频器上，一个是我们想要分析的输入信号，另一个是用来产生中频的本振信号：

经过数学处理，使用正确的本振频率，便得到所需的混频分量，该混频分量等于中频：

还能产生一个 k2VLOV1 cos[(ωLO + ω1)t] 项，但在讨论调谐方程时已知道，我们希望本振频率高于中频频率，故而，(ωLO + ω1) 也总是高于中频信号。

当本振电平固定时，混频器输出与输入信号电平线性相关。实际上，这只在输入信号比本振信号电平低 15 dB 到 20 dB 以上时才正确。另外还包含了输入信号的谐波项：

这些项表明，由内部失真引起的动态范围随输入混频器上的信号而变。让我们通过动态范围的定义即基波与内部产生的失真之间的差（dB）来研究这是如何工作的。

第一项的正弦自变量包含了 2ω1，这代表输入信号的二次谐波，

这次当我们通过数学计算找到内部产生的失真时，除了谐波失真，我们还得到：

这两项表示互调失真，即两个输入信号之间的相互作用。低频失真分量 2ω1 - ω2 的频率比 ω1 低 ω2 - ω1，即两个基波之差。高频失真分量 2ω2 - ω1 的频率则比 ω2 高相同的频率。如图 1-1 所示。

图 1-1. 混频器上基波电平的改变对内部失真的影响

再次强调，动态范围随输入混频器上的电平而变。

内部产生的失真在第一个公式中随着 V12 与 V2 的乘积而变，而在第二个公式中随着 V1 与 V22 的乘积而变。如果 V1 与 V2 的幅度相同，这也是失真测量时经常遇到的情况，我们可以把它们的乘积看作立方项（V1 3 或 V2 3）因此，两个输入信号的电平每同时改变 1 dB，失真分量就会改变 3 dB，如图 1-1 所示。

这与图 1-1 中的三次谐波失真有相同程度的变化。事实上，这也是一种三阶失真，在这种情况下，我们可以将 ω1 与 ω2 的系数相加或者 V1 与 V2 的指数求和（ 比如，2ω1 - 1ω2 的系数相加 2 + 1 = 3）来确定失真程度。

所有这些都说明动态范围取决于混频器上信号电平的大小。对于某个特定的测量如何知道混频器端我们需要多大的输入电平呢？大多数分析仪的技术指标中会包含动态范围如何变化的曲线图。即使没有提供这种图，我们也可以自己绘制。

我们确实需要一个着手点，而这需要从技术指标说明中得到。

首先观察二阶失真，假设技术指标告诉我们二阶谐波失真比混频器上的 -40 dBm 信号低 75 dB。

失真是一种相对测量（至少目前是），我们也定义了动态范围是以 dB 表示的基波与内部产生的失真之间的差值，就以此作为出发点。内部产生的二阶失真要比基波低 75 dB，故我们可以测量低于 75 dB 的失真。我们把这点绘制在纵轴是失真（dBc），横轴为混频器上的输入电平（输入连接处的电平减去输入衰减值）的图中。

如图 1-2 所示。如果混频器端电平下降到 -50 dBm 时会是什么情况呢？如图 1-1 所示，混频器上的基波电平每变化1 dB，内部产生的二次谐波就会变化 2 dB。

但是就测量而言，我们只关注相对变化，也就是我们测量范围会发生什么变化。在这种情况下，混频器上基波电平每改变 1 dB 我们的测量范围也变化 1 dB。在二次谐波的例子中，当混频器上的电平从 -40 dBm 变化到 -50 dBm 时，内部失真以及测量范围从 -75 dBc 变化到 -85 dBc。所以事实上，这些点都落在一条斜率为 1 的直线上，该直线表示混频器上任何输入电平下的动态范围。

对三阶失真，也可以建立一条类似的直线。例如，技术指标可能说明混频器上的信号电平为 -30 dBm 时三阶失真是 -85 dBc。又以此作为出发点，我们可以绘出如图 6-2 所示的点。

如果现在把混频器上的信号电平降到 -40 dBm，会怎么样呢？

再次参考图 1-1 ，我们看到基波或者其他音频每减小 1 dB，三次谐波失真和三阶交调失真就会减小 3 dB。这是一个重要的差别。如果混频器上的电平从 -30 dBm 改变到 -40 dBm，基波或其他音频和内部产生的失真之间的差值将变化 20 dB。故内部失真为 -105 dBc。这两个点落在一条斜率为 2 的直线上，该直线给出了混频器上任意信号电平下的三阶性能。

有时三阶性能由TOI（三阶截止点）给出，这是内部产生的三阶失真与基波相等（0 dBc）时的混频器电平。因为混频器进入饱和状态，因而这种情况在实际中并不会发生。不过从数学角度出发，TOI是一个极好的数据点，因为我们可以了解到直线的斜率。所以，即使把 TOI 作为起始点，我们还是能确定给定混频器电平上内部产生失真的程度。

什么是1dB压缩点和三阶截取点？两者之间有什么关系？

1dB压缩点(P1dB)是输出功率的性能参数

什么是三阶交调截止点 TOI或IP3?

三阶交调截止点(Third-Order Intercept Point,简称TOI或IP3)是描述非线性电路性能的一个重要参数, 反映了测试系统受到强信号干扰时互调失真的大小。当系统的TOI/IP3较高时，要精确测试TOI/IP3会比较困难，因为测试环境中各种因素(如测试配件的隔离度、线性度和匹配性等)都容易影响高IP3的测试。

三阶截取点通常比1dB压缩点高约10dB。三阶互调产物容易引起干扰，每增加1dB输入功率，三阶互调功率增加3dB。

总之，1dB压缩点和三阶截取点共同定义了射频放大器的线性性能边界，是设计和评估射频电路的关键参数。

如何计算出 TOI/IP3？

我们可以根据技术指标中的信息算出 TOI/IP3，由于混频器上的基波每改变 1 dB，三阶动态范围会改变 2 dB，我们可以从基波电平值中减去指定动态范围（以 dBc 为单位）的一半得到 TOI。

利用前面讨论的数值，可以得到TOI。 这些指标反映当器件输入信号幅度持续增加，直到产生失真和基波信号幅度相同时输入信号的幅度。当然这只是推导的结果。实际器件的工作电平不会达到该电平。 

TOI = –30 dBm – (–85 dBc)/2 = +12.5 dBm

失真动态范围图告诉我们：

1、频谱仪混频器工作电平越低，其产生的非线性产物越小；

2、对于失真测试其最大的动态范围对应于混频器最小的工作功率电平。

3、要减小混频工作电平，需增加衰减器设值。

4.   混频器工作电平 = 输入信号电平 - 衰减器设值

衰减器测试

理解失真图固然很重要，不过我们还有一个简单的测试来确定显示的失真分量是来自真实输入信号还是内部产生的信号。改变输入衰减器，若失真分量的显示值保持不变，则失真分量是输入信号的一部分。若显示值改变，则失真分量就是由内部产生或者是内部信号和外部信号之和。通过继续改变衰减器的值直到显示的失真不再变化便完成了测量。

噪声

动态范围还有另一个限制条件，这就是频谱分析仪的本底噪声。回顾我们对动态范围的定义，即可测量的最大信号与最小信号的比值。频谱分析仪的平均噪声限制了小信号的测量，动态范围与噪声的关系变为基波信号和本底噪声之间的信噪比，其中基波信号的失真分量是我们想要测量的。

我们可以容易地在动态范围图上绘出噪声，例如：假设频谱分析仪的技术资料上指定分辨率带宽为 10 kHz 时平均显示噪声电平是 -110 dBm，如果基波信号在混频器上的电平是 -40 dBm，比平均噪声高 70 dB，因此，信噪比是 70 dB。当混频器上的信号电平每减小 1 dB，信噪比也随之损失 1 dB。噪声曲线是一条斜率为 -1 的直线。如图 1-2 所示。

如果我们暂不考虑测量精度，最佳动态范围出现在失真曲线与噪声曲线的交汇处。

图 1-2 表明二阶失真的最大动态范围是 72.5 dB，三阶失真的最大动态范围是 81.7 dB。在实际测量中，噪声和失真曲线的交点并非严格按照定义，因为噪声添加至连续波状的失真产物中，当使用带有对数刻度平均的对数功率刻度显示时动态范围会减小 2 dB。

图 1-2 显示了某一分辨率带宽时的动态范围。我们无疑可以通过减小分辨率带宽来改善动态范围。但降低的本底噪声和动态范围改善之间并没有一一对应的关系。对于二阶失真，动态范围的改善是本底噪声变化的一半；对于三阶失真，动态范围的改善则为本底噪声变化的 2/3。如图 1-3 所示。

影响动态范围的最后一个因素是频谱分析仪本振的相位噪声，并且它只影响三阶失真测量。

例如，假设我们对一个放大器进行双音三阶失真的测量，测试的双音频率间隔为 10 kHz。三阶失真分量与测试音也相隔 10 kHz。在这个测量中，我们也许会想到用 1 kHz 的分辨率带宽。参见图 1-3，并允许噪声曲线有 10 dB 的下降，会得到一个约 88 dB 的最大动态范围。然而，若假设在 10 kHz 频偏处的相位噪声是 -80 dBc，那么 80 dB 就成为这次测试中动态范围的极限值。如图 1-4 所示。

总之，频谱分析仪的动态范围受三个因素影响：

• 输入混频器的失真性能
• 系统的宽带本底噪声（灵敏度）和
• 本地振荡器的相位噪声

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“本文介绍的信号分析仪的使用技巧有助于您改善噪声系数和噪声系数测量。”

动态范围与测量不确定度

在前面对幅度精度的讨论中，我们仅仅考虑了表 4-1 列出的项目再加上失配。我们并未考虑内部产生的失真分量（正弦曲线）与我们想要测量的外部信号处在同一频率的可能性。然而，内部产生的失真分量恰好与我们想要测量的外部信号的失真分量处在同一频率上。问题在于我们无法知道外部信号与内部信号的相位关系。故只能确定不确定度的可能范围：

不确定度 (dB) = 20 log(l ± 10d/20)

式中：d = 较大正弦波与较小的正弦波的差（dB）（负数）

如图 1-5 所示。例如，我们设立一些条件比如内部产生的失真与输入信号失真的幅度相等，则测量误差可能在 +6 dB（两信号正好同相）到负无穷大之间（两信号正好反相以致相互抵消）。这种不确定度范围在大多数情况下是不能接受的。如果把测量不确定度限定在 ±1 dB，图 1-5 表明内部失真分量必须比我们想要测量的失真分量低 18 dB 左右。为了绘制测量误差不大于 1 dB 的二阶和三阶测量的动态范围曲线，我们必须将图 1-2 中的曲线偏移 18 dB，如图 1-6 所示。

下面，让我们看看由低信噪比引起的不确定度。我们想要测量的失真分量为低电平信号，并且它们非常接近频谱分析仪的噪声电平。在这种情况下，我们通常使用视频滤波器使低电平信号更容易辨识。图 1-7 显示了对于某个典型频谱分析仪，显示信号电平误差随显示信噪比变化的曲线。请注意，这种误差仅存在于一个方向，因而可以加以校正。不过，我们通常不这样做。对于动态范围测量，假定接受噪声产生的 0.3 dB 误差，并在动态范围曲线图中使噪声曲线偏离 5 dB，如图1-6 所示。在失真曲线和噪声曲线交汇处，最大的可能误差将小于 1.3 dB。

让我们来看看当考虑测量误差时动态范围会发生什么变化。如图 1-6 所示，二阶失真的动态范围从 72.5 dB 变化到 61 dB，变化了 11.5 dB。这是两条曲线总偏移（失真为 18 dB，噪声为 5 dB）的一半。三阶失真的动态范围从 81.7 dB 变化到 72.7 dB，变化了约 9 dB。在这种情况下，其变化是失真曲线 18 dB 偏移的 1/3 加上噪声曲线 5 dB 偏移的 2/3。

增益压缩

在讨论动态范围时，即使在相对意义上，我们也没有关心大信号是如何被精确显示的。当不断增大正弦输入信号的电平时，最终输入混频器上的电平会变得过高以致于指定的输出混频分量不再随输入的信号线性变化。混频器处于饱和状态，所显示的信号幅度很小。这种饱和是逐渐形成而不是突然出现。为了避免进入饱和状态，通常规定 1 dB压缩点。增益压缩通常发生在 -5 dBm 至 5 dBm 的混频器电平之间。这样我们就可以确定如何设定输入衰减器以精确测量高电平信号。（多分析仪内部可以控制输入衰减器和中频增益的联动设置，所以当连续波信号在输入混频器上的电平和压缩电平一样时，信号会在显示格子的最上方有明显衰减。这样我们就不会因为疏忽大意而继续对连续波信号进行不正确的测量。）采用数字中频的频谱分析仪会在 ADC 超出范围时显示中频过载。

如何评估压缩？事实上，有三种方法来评估压缩。

传统方法即所谓的连续波压缩，可以测量当输入信号功率逐步增大时，器件（放大器、混频器或系统）增益的变化。刚才讨论的就是这个方法。注意，即使对于中等动态范围，连续波压缩点也远高于前面指出的基波电平值。因此，不考虑大信号压缩的可能性是合理的。

第二种方法被称为双音压缩，当较大信号的功率递增时，测量对于小信号系统增益的变化。双音压缩适用于测量多个连续波信号，如边带信号和独立信号。此方法的压缩阈值通常比连续波法低几个 dB。是德科技使用这种方法来确定频谱分析仪的增益压缩。

最后一种方法叫作脉冲压缩，当脉冲功率逐渐增加时，测量对于窄（宽带）射频脉冲系统增益的变化。测量脉冲时，我们常常采用比脉冲带宽窄得多的分辨率带宽，因此分析仪所显示的信号电平大大低于脉冲功率的峰值。我们可能没有意识到的结果是：信号总功率高于混频器的压缩阈值。高的阈值能改善高功率、超窄或超宽线性调频脉冲的信噪比。阈值要比 Keysight X 系列信号分析仪的双音压缩高 12 dB 左右。由于不同的压缩机制对连续波、双音和脉冲有不同的影响，故任何一种压缩阈值都有可能比其他压缩阈值小。

显示范围和测量范围的区别

另外有两种范围经常与动态范围混淆：显示范围和测量范围。

显示范围，通常被称为显示动态范围，是指频谱分析仪已校准的显示幅度范围。例如，十格的显示器在选择每格 10 dB 时，应有 100 dB 的显示范围。这对于使用数字中频电路的现代分析仪固然是正确的，例如 Keysight X 系列。而且在使用窄（10 至 300-Hz）数字分辨率带宽时，这对于 Keysight 频谱分析仪同样适用。不过使用模拟中频的频谱分析仪一般只校准基准电平下面的 85 dB 或 90 dB。在这种情况下，显示格的底线代表幅度为0的信号，故显示屏的底部包括的范围是相对参考电平从 -85 dB 或 -90 dB 到无穷小。

对数放大器的范围可能成为使用模拟中频电路的频谱分析仪的另一个限制条件。例如，Keysight 频谱分析仪使用 85 dB对数放大器。这样，只有基准电平以下 85 dB 范围内的测量得到了校准。

问题在于，频谱分析仪全部显示范围是否都可以被利用呢？

根据上面对动态范围的讨论，我们知道回答一般来说是肯定的。

事实上，频谱分析仪动态范围往往超出显示范围或对数放大器的范围。为了将较小的信号放入显示屏的已校区域，必须增加中频增益。但这样做又会使较大的信号超出显示屏的顶部，即高于基准电平。部分是德科技的分析仪可以测量超出基准电平的信号，并且不会影响较小信号显示的精度，如图 1-8 所示。所以我们可以充分利用分析仪的完整动态范围，即便是它超出了显示范围。在图 1-8 中，基准电平从 -20 dBm 变化到 -50 dBm，信号已经远远超出显示屏的顶部，然而游标读数并没有改变。

测量范围是在任何情况下可以测得的最大信号与最小信号之比。大多数分析仪的测量上限取决于最大安全输入电平，典型值为 +30 dBm（1 W）。这些分析仪具有可调到 60或 70 dB 的输入衰减器，因此，您可以将 +30 dBm 信号降低到远低于输入混频器压缩点的电平并能精确测量它们。显示的平均噪声电平决定了测量范围的另一端。这取决于分析仪的最小分辨率带宽和在测量中是否使用了前置放大器，DANL 通常从 -115 dBm 到 -170 dBm。因此，测量范围可以从 145 dB 到 200 dB。当然，我们不可能在输入端同时存在 +30 dBm 的信号时观察到 -170 dBm 的信号。

邻道功率测量

TOI、SOI、1 dB 增益压缩和 DANL 都是频谱分析仪性能的典型测量指标。但随着数字通信系统的大量增加，其他衡量动态范围的测量指标也变得非常重要。例如邻道功率（ACP）测量经常用于测量 CDMA 通信系统中有多少信号能量泄露或者溢出到载频频率以上或以下的邻道或者交替信道中。图 1-9 给出了一个邻道功率测量实例。

注意载波功率和邻道、交替信道功率的相对幅度的差别。一次最多可以测量载波两边各六个信道的功率。

邻道功率比ACPR

通常我们最关注主信道功率和相邻或交替信道信号功率的差值。这取决于特定的通信标准，这些测量常被称作“邻道功率比”（ACPR）或“邻道泄漏比”（ACLR）测试。由于数字调制信号和它产生的失真本质上非常像噪声，故工业标准通常定义一个信道积分功率带宽。

为了精确地测量被测器件的 ACP 性能，例如一个功率放大器，频谱分析仪必须有比被测器件更好的 ACP 性能。因此，对于数字通信系统的测试，频谱分析仪的 ACPR 动态范围就成为了一个关键的性能指标。

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