频谱仪动态范围
动态范围通常被认为是频谱分析仪测量谐波相关信号和两个或多个信号互相作用所生成信号的能力。例如对二阶或三阶谐波失真或者三阶交调的测量。在处理这些测量时，需记住频谱分析仪的输入混频器是非线性器件，因而频谱分析仪自身总会产生失真。混频器的非线性有其原因。它需要以非线性的方式把一个输入信号转换到所需的中频上。但是混频器中产生的多余失真分量和我们想测量的输入信号的失真会落在相同的频率上。
什么是动态范围?
频谱仪能测量到的输入端同时存在的最大信号与最小信号的比值（dB），并且对于较小信号允许以给定不确定度测量。
需要指出的是测量精度也是定义的一部分。在后面的例子中我们将看到内部产生的噪声和失真是如何影响测量精度的。
动态范围与内部失真
为了确定频谱仪动态范围与失真的关系，我们必须先了解输入混频器工作原理。
大多数分析仪，尤其是利用谐波混频扩展它们的可调谐范围的分析仪，都使用了二极管混频器（其他类型的混频器也有类似的性能）。流过理想二极管的电流可以表示为：
我们可以把上式展开为幂级数：
现在将两个信号加入到混频器上，一个是我们想要分析的输入信号，另一个是用来产生中频的本振信号：
当本振电平固定时，混频器输出与输入信号电平线性相关。实际上，这只在输入信号比本振信号电平低 15 dB 到 20 dB 以上时才正确。另外还包含了输入信号的谐波项：
这些项表明，由内部失真引起的动态范围随输入混频器上的信号而变。让我们通过动态范围的定义即基波与内部产生的失真之间的差（dB）来研究这是如何工作的。
第一项的正弦自变量包含了 2ω1，这代表输入信号的二次谐波，
这次当我们通过数学计算找到内部产生的失真时，除了谐波失真，我们还得到：
这两项表示互调失真，即两个输入信号之间的相互作用。低频失真分量 2ω1 - ω2 的频率比 ω1 低 ω2 - ω1，即两个基波之差。高频失真分量 2ω2 - ω1 的频率则比 ω2 高相同的频率。如图 6-1 所示。
再次强调，动态范围随输入混频器上的电平而变。
内部产生的失真在第一个公式中随着 V12 与 V2 的乘积而变，而在第二个公式中随着 V1 与 V22 的乘积而变。如果 V1 与 V2 的幅度相同，这也是失真测量时经常遇到的情况，我们可以把它们的乘积看作立方项（V1 3 或 V2 3）因此，两个输入信号的电平每同时改变 1 dB，失真分量就会改变 3 dB，如图 1-1 所示。
这与图 1-1 中的三次谐波失真有相同程度的变化。事实上，这也是一种三阶失真，在这种情况下，我们可以将 ω1 与 ω2 的系数相加或者 V1 与 V2 的指数求和（ 比如，2ω1 - 1ω2 的系数相加 2 + 1 = 3）来确定失真程度。
所有这些都说明动态范围取决于混频器上信号电平的大小。对于某个特定的测量如何知道混频器端我们需要多大的输入电平呢？大多数分析仪的技术指标中会包含动态范围如何变化的曲线图。即使没有提供这种图，我们也可以自己绘制。
我们确实需要一个着手点，而这需要从技术指标说明中得到。首先观察二阶失真，假设技术指标告诉我们二阶谐波失真比混频器上的 -40 dBm 信号低 75 dB。失真是一种相对测量（至少目前是），我们也定义了动态范围是以 dB 表示的基波与内部产生的失真之间的差值，就以此作为出发点。内部产生的二阶失真要比基波低 75 dB，故我们可以测量低于 75 dB 的失真。我们把这点绘制在纵轴是失真（dBc），横轴为混频器上的输入电平（输入连接处的电平减去输入衰减值）的图中。如图 1-2 所示。如果混频器端电平下降到 -50 dBm 时会是什么情况呢？如图 1-1 所示，混频器上的基波电平每变化1 dB，内部产生的二次谐波就会变化 2 dB。
但是就测量而言，我们只关注相对变化，也就是我们测量范围会发生什么变化。在这种情况下，混频器上基波电平每改变 1 dB 我们的测量范围也变化 1 dB。在二次谐波的例子中，当混频器上的电平从 -40 dBm 变化到 -50 dBm 时，内部失真以及测量范围从 -75 dBc 变化到 -85 dBc。所以事实上，这些点都落在一条斜率为 1 的直线上，该直线表示混频器上任何输入电平下的动态范围。
对三阶失真，也可以建立一条类似的直线。例如，技术指标可能说明混频器上的信号电平为 -30 dBm 时三阶失真是 -85 dBc。又以此作为出发点，我们可以绘出如图 6-2 所示的点。如果现在把混频器上的信号电平降到 -40 dBm，会怎么样呢？再次参考图 6-1 ，我们看到基波或者其他音频每减小 1 dB，三次谐波失真和三阶交调失真就会减小 3 dB。这是一个重要的差别。如果混频器上的电平从 -30 dBm 改变到 -40 dBm，基波或其他音频和内部产生的失真之间的差值将变化 20 dB。故内部失真为 -105 dBc。这两个点落在一条斜率为 2 的直线上，该直线给出了混频器上任意信号电平下的三阶性能。
有时三阶性能由TOI（三阶截止点）给出，这是内部产生的三阶失真与基波相等（0 dBc）时的混频器电平。因为混频器进入饱和状态，因而这种情况在实际中并不会发生。不过从数学角度出发，TOI是一个极好的数据点，因为我们可以了解到直线的斜率。所以，即使把 TOI 作为起始点，我们还是能确定给定混频器电平上内部产生失真的程度。
我们可以根据技术指标中的信息算出 TOI，由于混频器上的基波每改变 1 dB，三阶动态范围会改变 2 dB，我们可以从基波电平值中减去指定动态范围（以 dBc 为单位）的一半得到 TOI。
频谱仪衰减器测试
理解失真图固然很重要，不过我们还有一个简单的测试来确定显示的失真分量是来自真实输入信号还是内部产生的信号。改变输入衰减器，若失真分量的显示值保持不变，则失真分量是输入信号的一部分。若显示值改变，则失真分量就是由内部产生或者是内部信号和外部信号之和。通过继续改变衰减器的值直到显示的失真不再变化便完成了测量。
噪声
动态范围还有另一个限制条件，这就是频谱分析仪的本底噪声。回顾我们对动态范围的定义，即可测量的最大信号与最小信号的比值。频谱分析仪的平均噪声限制了小信号的测量，动态范围与噪声的关系变为基波信号和本底噪声之间的信噪比，其中基波信号的失真分量是我们想要测量的。
我们可以容易地在动态范围图上绘出噪声，例如：假设频谱分析仪的技术资料上指定分辨率带宽为 10 kHz 时平均显示噪声电平是 -110 dBm，如果基波信号在混频器上的电平是 -40 dBm，比平均噪声高 70 dB，因此，信噪比是 70 dB。当混频器上的信号电平每减小 1 dB，信噪比也随之损失 1 dB。噪声曲线是一条斜率为 -1 的直线。如图 1-2 所示。
如果我们暂不考虑测量精度，最佳动态范围出现在失真曲线与噪声曲线的交汇处。图 1-2 表明二阶失真的最大动态范围是 72.5 dB，三阶失真的最大动态范围是 81.7 dB。在实际测量中，噪声和失真曲线的交点并非严格按照定义，因为噪声添加至连续波状的失真产物中，当使用带有对数刻度平均的对数功率刻度显示时动态范围会减小 2 dB。
图 6-2 显示了某一分辨率带宽时的动态范围。我们无疑可以通过减小分辨率带宽来改善动态范围。但降低的本底噪声和动态范围改善之间并没有一一对应的关系。对于二阶失真，动态范围的改善是本底噪声变化的一半；对于三阶失真，动态范围的改善则为本底噪声变化的 2/3。如图 1-3 所示。
影响动态范围的最后一个因素是频谱分析仪本振的相位噪声，并且它只影响三阶失真测量。例如，假设我们对一个放大器进行双音三阶失真的测量，测试的双音频率间隔为 10 kHz。三阶失真分量与测试音也相隔 10 kHz。在这个测量中，我们也许会想到用 1 kHz 的分辨率带宽。参见图 1-3，并允许噪声曲线有 10 dB 的下降，会得到一个约 88 dB 的最大动态范围。然而，若假设在 10 kHz 频偏处的相位噪声是 -80 dBc，那么 80 dB 就成为这次测试中动态范围的极限值。如图 6-4 所示。
总之，频谱分析仪的动态范围受三个因素影响：输入混频器的失真性能、系统的宽带本底噪声（灵敏度）和本地振荡器的相位噪声。
频谱仪动态范围与测量不确定度
在前面对幅度精度的讨论中，我们仅仅考虑了表 4-1 列出的项目再加上失配。我们并未考虑内部产生的失真分量（正弦曲线）与我们想要测量的外部信号处在同一频率的可能性。然而，内部产生的失真分量恰好与我们想要测量的外部信号的失真分量处在同一频率上。问题在于我们无法知道外部信号与内部信号的相位关系。故只能确定不确定度的可能范围：
如图 6-5 所示。例如，我们设立一些条件比如内部产生的失真与输入信号失真的幅度相等，则测量误差可能在 +6 dB（两信号正好同相）到负无穷大之间（两信号正好反相以致相互抵消）。这种不确定度范围在大多数情况下是不能接受的。如果把测量不确定度限定在 ±1 dB，图 1-5 表明内部失真分量必须比我们想要测量的失真分量低 18 dB 左右。为了绘制测量误差不大于 1 dB 的二阶和三阶测量的动态范围曲线，我们必须将图 1-2 中的曲线偏移 18 dB，如图 6-6 所示。
下面，让我们看看由低信噪比引起的不确定度。我们想要测量的失真分量为低电平信号，并且它们非常接近频谱分析仪的噪声电平。在这种情况下，我们通常使用视频滤波器使低电平信号更容易辨识。图 6-7 显示了对于某个典型频谱分析仪，显示信号电平误差随显示信噪比变化的曲线。请注意，这种误差仅存在于一个方向，因而可以加以校正。不过，我们通常不这样做。对于动态范围测量，假定接受噪声产生的 0.3 dB 误差，并在动态范围曲线图中使噪声曲线偏离 5 dB，如图6-6 所示。在失真曲线和噪声曲线交汇处，最大的可能误差将小于 1.3 dB。
让我们来看看当考虑测量误差时动态范围会发生什么变化。如图 1-6 所示，二阶失真的动态范围从 72.5 dB 变化到 61 dB，变化了 11.5 dB。这是两条曲线总偏移（失真为 18 dB，噪声为 5 dB）的一半。三阶失真的动态范围从 81.7 dB 变化到 72.7 dB，变化了约 9 dB。在这种情况下，其变化是失真曲线 18 dB 偏移的 1/3 加上噪声曲线 5 dB 偏移的 2/3。
增益压缩
在讨论动态范围时，即使在相对意义上，我们也没有关心大信号是如何被精确显示的。当不断增大正弦输入信号的电平时，最终输入混频器上的电平会变得过高以致于指定的输出混频分量不再随输入的信号线性变化。混频器处于饱和状态，所显示的信号幅度很小。这种饱和是逐渐形成而不是突然出现。为了避免进入饱和状态，通常规定 1 dB压缩点。增益压缩通常发生在 -5 dBm 至 5 dBm 的混频器电平之间。这样我们就可以确定如何设定输入衰减器以精确测量高电平信号。（多分析仪内部可以控制输入衰减器和中频增益的联动设置，所以当连续波信号在输入混频器上的电平和压缩电平一样时，信号会在显示格子的最上方有明显衰减。这样我们就不会因为疏忽大意而继续对连续波信号进行不正确的测量。）采用数字中频的频谱分析仪会在 ADC 超出范围时显示中频过载。
事实上，有三种方法来评估压缩。传统方法即所谓的连续波压缩，可以测量当输入信号功率逐步增大时，器件（放大器、混频器或系统）增益的变化。刚才讨论的就是这个方法。注意，即使对于中等动态范围，连续波压缩点也远高于前面指出的基波电平值。因此，不考虑大信号压缩的可能性是合理的。
第二种方法被称为双音压缩，当较大信号的功率递增时，测量对于小信号系统增益的变化。双音压缩适用于测量多个连续波信号，如边带信号和独立信号。此方法的压缩阈值通常比连续波法低几个 dB。是德科技使用这种方法来确定频谱分析仪的增益压缩。
最后一种方法叫作脉冲压缩，当脉冲功率逐渐增加时，测量对于窄（宽带）射频脉冲系统增益的变化。测量脉冲时，我们常常采用比脉冲带宽窄得多的分辨率带宽，因此分析仪所显示的信号电平大大低于脉冲功率的峰值。我们可能没有意识到的结果是：信号总功率高于混频器的压缩阈值。高的阈值能改善高功率、超窄或超宽线性调频脉冲的信噪比。阈值要比 Keysight X 系列信号分析仪的双音压缩高 12 dB 左右。由于不同的压缩机制对连续波、双音和脉冲有不同的影响，故任何一种压缩阈值都有可能比其他压缩阈值小。
频谱仪显示范围和测量范围的区别
另外有两种范围经常与动态范围混淆：显示范围和测量范围。
显示范围，通常被称为显示动态范围，是指频谱分析仪已校准的显示幅度范围。例如，十格的显示器在选择每格 10 dB 时，应有 100 dB 的显示范围。这对于使用数字中频电路的现代分析仪固然是正确的，例如 Keysight X 系列。而且在使用窄（10 至 300-Hz）数字分辨率带宽时，这对于 Keysight ESA-E 系列分析仪同样适用。不过使用模拟中频的频谱分析仪一般只校准基准电平下面的 85 dB 或 90 dB。在这种情况下，显示格的底线代表幅度为0的信号，故显示屏的底部包括的范围是相对参考电平从 -85 dB 或 -90 dB 到无穷小。
对数放大器的范围可能成为使用模拟中频电路的频谱分析仪的另一个限制条件。例如，ESA-L系列频谱分析仪使用 85 dB对数放大器。这样，只有基准电平以下 85 dB 范围内的测量得到了校准。
问题在于，全部显示范围是否都可以被利用呢？根据上面对动态范围的讨论，我们知道回答一般来说是肯定的。事实上，动态范围往往超出显示范围或对数放大器的范围。为了将较小的信号放入显示屏的已校区域，必须增加中频增益。但这样做又会使较大的信号超出显示屏的顶部，即高于基准电平。部分是德科技的分析仪（例如 X 系列）可以测量超出基准电平的信号，并且不会影响较小信号显示的精度，如图 1-8 所示。所以我们可以充分利用分析仪的完整动态范围，即便是它超出了显示范围。在图 1-8 中，基准电平从 -20 dBm 变化到 -50 dBm，信号已经远远超出显示屏的顶部，然而游标读数并没有改变。
测量范围是在任何情况下可以测得的最大信号与最小信号之比。大多数分析仪的测量上限取决于最大安全输入电平，典型值为 +30 dBm（1 W）。这些分析仪具有可调到 60或 70 dB 的输入衰减器，因此，您可以将 +30 dBm 信号降低到远低于输入混频器压缩点的电平并能精确测量它们。显示的平均噪声电平决定了测量范围的另一端。这取决于分析仪的最小分辨率带宽和在测量中是否使用了前置放大器，DANL 通常从 -115 dBm 到 -170 dBm。因此，测量范围可以从 145 dB 到 200 dB。当然，我们不可能在输入端同时存在 +30 dBm 的信号时观察到 -170 dBm 的信号。
邻道功率测量
TOI、SOI、1 dB 增益压缩和 DANL 都是频谱分析仪性能的典型测量指标。但随着数字通信系统的大量增加，其他衡量动态范围的测量指标也变得非常重要。例如邻道功率（ACP）测量经常用于测量 CDMA 通信系统中有多少信号能量泄露或者溢出到载频频率以上或以下的邻道或者交替信道中。图 1-9 给出了一个邻道功率测量实例。
注意载波功率和邻道、交替信道功率的相对幅度的差别。一次最多可以测量载波两边各六个信道的功率。
邻道功率比ACPR
通常我们最关注主信道功率和相邻或交替信道信号功率的差值。这取决于特定的通信标准，这些测量常被称作“邻道功率比”（ACPR）或“邻道泄漏比”（ACLR）测试。由于数字调制信号和它产生的失真本质上非常像噪声，故工业标准通常定义一个信道积分功率带宽。
为了精确地测量被测器件的 ACP 性能，例如一个功率放大器，频谱分析仪必须有比被测器件更好的 ACP 性能。因此，对于数字通信系统的测试，频谱分析仪的 ACPR 动态范围就成为了一个关键的性能指标。
第 7 章 频率范围扩展
随着越来越多无线业务的引入和部署，可用频谱资源越来越紧张。所以，在更高频率上对新产品和新业务的开发已经成为目前的趋势。另外，新微波技术的持续发展也带动了更多微波频段测量能力的需求。频谱分析仪的设计人员已经开发了使用同轴输入直接调谐至 50 GHz 的仪器，而使用外部混频技术甚至可以测量更高的频率。今天我们将介绍能够使频谱分析仪调谐至这些高频率的主要技术。
内部谐波混频
在以前我们的频谱分析仪原理文章中我们描述了一种可调谐至 3.6 GHz 的单一频段的频谱分析仪，现在我们希望能将频谱分析仪 调谐至更高的频率。实现这种频率扩展的最实际的方法是采用谐波混频。
下面我们将循序渐进地加以说明。在推导之前频谱分析仪原理文章中的调谐方程时，我们发现需要用低通滤波器来阻止高频信号到达混频器输入端，结果形成了调谐到 3.6 GHz 的单一响应、单一频段的分析仪。现在我们希望观察并测量较高频率的信号，所以必须去除该低通滤波器。
在推导调谐方程时，我们研究过的其他因素是本振和中频的选择。我们认为中频不应处于所关注的频段内，因为这会在调谐范围内形成一个无法进行测量的空白区域。所以我们将中频选为 5.1 GHz，使它处在所关注的最高调谐频率之上（3.6 GHz）。由于新的调谐范围将大于 3.6 GHz，所以将新的中频移至 3.6 GHz 以下是很合理的事。在是德科技频谱分析仪中用于这些较高频率范围的典型第一中频值是 322.5 MHz。
在下面实例中我们将使用这个中频值。总之，对于低于 3.6 GHz 的低频段，第一中频是 5.1 GHz；对于高频段，我们切换第一中频至 322.5 MHz。在图 1-1 中，第二个中频是 322.5 MHz，所以想要分析仪调谐至较高频率范围时，我们需要做的是将信号旁路绕过第一个中频。
在之前频谱分析仪原理文章中，我们通过数学计算得出需要一个低通滤波器的结论。而接下来我们要讨论的情况更加复杂，我们将采用较易理解的图式法来研究所发生的情况。低频段的情况相对简单，所以先由它着手。给出的所有图形均以横轴表示本振频率，纵轴表示信号频率，如图 1-2 所示。我们已经知道，每当输入信号频率与本振相差一个中频频率时，便得到一个频率等于中频的混频分量（从而在屏幕上显示一个响应），所以我们可以通过将本振频率加上或减去中频简单地确定分析仪所调谐到的频率。
为了确定调谐范围，接下来我们在图 1-2 中用虚线描绘出本振频率和信号频率的关系。从虚线的值减去中频可以得到 0 至 3.6 GHz 的调谐范围，这是第 2 章所确定的调谐范围。注意，在图 7-2 中这条线被标记为“1−”，表示基波混频并采用调谐方程中的负号。我们可以通过这个图来确定接收特定频率信号所需的本振频率或者对于给定的本振频率分析仪所调谐的频率。为了能显示一个 1 GHz 信号，本振必须调至 6.1 GHz。当本振等于 8 GHz 时，频谱仪则调谐到接收 2.9 GHz 频率的信号。本文中对第一中频值将四舍五入到小数点后一位，实际中频频率（5.1225 GHz）则表示在方框图上。
现在，我们给图 1-2 中的本振线加上中频则得到另一个基波混频频段，这就是靠近上方标记为 1+ 的实线，它指示的调谐范围是 8.9 至 13.8 GHz。注意，对于给定的本振频率，分析仪所调谐到的两个频率之间相差 2 个中频。假设在测量低频段信号时输入端有一个低通滤波器，我们应该不会受到 1+ 频率范围内信号的干扰。
下面我们来研究谐波混频会使情况复杂到什么程度。由于谐波混频需要本振向混频器提供一个高电平驱动信号以实现有效的混频，同时混频器又是一个非线性器件，会产生本振信号的谐波，因此和基波混频一样，输入信号也可以和本振谐波混频，而任何频率等于中频的混频分量都将在屏幕上产生响应，换句话说，调谐（混频）方程这时变成：
其中， n = 本振谐波次数
(其余参数与前面讨论相同)
我们加上二次谐波混频（如图 1-3 ）来了解一下测量过程的复杂程度。与之前一样，先画出本振频率相对信号频率曲线，然后将本振频率乘以 2 得到图 7-3 中上方的虚线。如同基波混频一样，我们直接从本振的二次谐波曲线减去或加上中频（5.1 GHz）就能得到 2- 和 2+ 的调谐范围，由于这两个范围都没有与期望的 1− 调谐范围交叠，所以我们仍然可以认为它们并未真正使测量过程更复杂。
换句话说，在 1− 调谐范围内的信号能够在分析仪屏幕上产生唯一的、清晰的响应。基波混频时所用的低通滤波器同样可以有效地消除谐波混频情况时产生的其他响应。情况对于高频段、低中频时则大不相同。和之前一样，先画出本振频率对信号频率曲线，再加上和减去中频，得到如图 1-4 所示的结果。注意这时 1- 和 1+ 两个调谐范围非常接近，事实上已经产生了重叠，这是由于中频的频率很低，目前情况下只有 322.5 MHz。
那么调谐范围之间如此近的间隔是否会使测量变得更复杂呢？回答是既肯定又否定。首先，系统每次只能校准一个调谐范围。此时，我们会选择 1− 调谐范围获得一个约为 3.5 GHz 的低频，于是就会和 3.6 GHz 低频段调谐范围的高端产生某些重叠，所以会在屏幕上看到什么效果呢？我们来看本振频率等于 5 GHz 的曲线图，发现有两个可能的频率会在显示的同一点上产生响应：4.7 和 5.3 GHz（取小数点后一位）。另一方面，如果从信号频率轴的 5.3 GHz 上观察，又会发现除了 5 GHz 本振频率处的 1+ 响应外，还会有 1− 响应。这种情况发生在当允许本振频率扫描高达 5.6 GHz（高于 5 GHz 两个中频）的时候。同样，当观察信号频率轴的 4.7 GHz 时，除了 5 GHz 本振频率处的 1− 响应外，还会看到本振频率 4.4 GHz（低于 5 GHz 两倍中频）的 1+ 响应。因此，对每个所需的 1− 调谐曲线上的响应，都会有另一个响应出现在比其频率低 2 个中频的位置上，这种成对出现的响应称为镜像响应。
使用这种混频解决方案有可能使不同频率的信号显示在同一点上，即在同一本振频率处产生响应。如图 1-4 所示，当本振频率为 5 GHz 时，频率为 4.7 GHz 和 5.3 GHz 的输入信号都能在中频处产生响应，这些信号的频率被称为镜像频率，它们之间也是相隔 2 倍中频。
很明显，我们需要某种措施来区分分析仪已校准的 1− 调谐曲线产生的响应和由 1+ 调谐曲线产生的响应。
不过在考察信号识别方法之前，我们先把谐波混频曲线扩展至 26.5 GHz，看看在信号识别过程中是否还有其他因素需要予以考虑。图 1-5 显示出直到本振四次谐波的调谐曲线。
观察图 1-5，我们发现了其他的复杂因素。频谱分析仪被设置为工作在几个不同的调谐频段，根据分析仪所调谐频率的不同，对特定的本振谐波，分析仪的显示频率被校准。例如，在 8.3 至 13.6 GHz 的输入频率范围内，频谱分析仪是在 2− 调谐曲线上经过校准，假设此时在输入端有一个频率为 13.6 GHz 的信号，随着本振的扫描，信号会与 3+、3-、2+ 和 2− 分别产生中频响应。当本振频率满足如下调谐方程时将出现所需的 2− 调谐曲线的响应：
同样也可以计算出 2+ 调谐曲线的响应发生在 fLO = 6.65 GHz 时，由此生成的显示像是 13.0 GHz 的信号产生的响应。
由 3+ 和 3− 调谐曲线响应所产生的显示信号被称作带内多重响应。由于它们出现在本振调谐为 4.63 GHz 和 4.43 GHz 时，它们会在屏幕上产生虚假响应，并且看起来像是 8.96 GHz 和 8.56 GHz 的真实信号。
其他一些情况会产生带外多重响应。例如，假设我们研究的是一个在 band 1 内的 5 GHz 信号，它在 15 GHz（band 3）有一个较大的三阶谐波，除了 5 GHz 信号在 1+ 和 1− 调谐曲线上产生的预期的成对响应外，同样还会得到 15 GHz 信号在 4+、4、3+ 和 3− 调谐曲线上产生的其他响应。由于这些响应分别出现在本振频率为 3.7 GHz、3.8 GHz、4.9 GHz 和 5.1 GHz 时，屏幕上显示的信号看起来像是输入频率为 3.4 GHz、3.5 GHz、4.6 GHz 和 4.8 GHz 的信号，如图 1-6 所示。
多重响应通常是成对出现1，一个是“加上”混频分量，一个是“减去”混频分量。当我们在给定的调谐频带内使用正确的谐波混频阶数时，两个响应会相隔 2 倍 fIF。由于每对调谐曲线的斜率随谐波阶数 N 呈线性增长，所以其他谐波混频阶数引起的多个响应对的间隔为：
其中， Nc = 所需调谐频段的正确调谐阶数， NA = 多个响应对产生的实际调谐阶数通常称为“镜像对”。此非精确术语，因为镜像实际是指频谱分析仪输入端两个或多个真实信号在相同的本振频率处产生的中频响应。数量可能因您的分析仪型号而有所不同。
频谱分析仪中的本振通过倍频生成了一个新的更高频本振，用于谐波混频。因此，本振谐波将高于其本应处在的频率2倍以上，多重响应的可能性也会显著减少。比较图 1-6 和图 7-7。
我们能否根据以上讨论得出谐波混频的频谱分析仪不实用？并非如此。在信号频率已知的情况下，因为知道分析仪能够根据自身校准的情况选择适当的混频模式，所以我们可以直接调谐至信号频率。在只有一个或两个信号的可控环境中，通常可以轻松地从镜像和多重响应中辨别真实信号。
然而，有许多时候我们无法确定涉及多少个信号或者它们的频率是多少。譬如当我们搜索未知的杂散信号、进行作为频率监测计划一部分的现场监控测试，或者执行用于检测器件多余辐射的 EMI 测试。所有这些情况，我们都很可能需要在潜在的拥挤频谱环境下寻找完全未知的信号，这时如果要对每个响应都完成某种形式的识别程序，那么测量时长将让人无法忍受。
幸运的是，有一种频谱仪使用方法通过对信号的预先滤波处理可以从本质上消除镜像及多重响应，这种技术被称为预选。
预选
预选必须采用何种形式呢？返回去看图 7-4，假定有两个存在于分析仪输入端的信号 4.7 GHz 和 5.3 GHz，如果我们对其中的一个特别感兴趣，则可以利用带通滤波器让该信号进入分析仪而抑制另一个信号。然而，固定滤波器并不能消除多重响应，所以如果频谱比较密集，便仍然有可能出现混淆。也许更重要的是，固定滤波器对分析仪的灵活性带来限制。如果我们要进行宽带测试，则一定不希望连续不断地去改变带通滤波器。
解决方案是使用可调谐滤波器。它被设计成自动跟踪合适混频模式的频率。图1-8 表示出了这类预选器的效果。这里我们利用了超外差式频谱分析仪而不是实时分析仪这一事实，亦即分析仪一次只调谐到一个频率上。图 1-8 中的虚线表示跟踪预选器的带宽。虚线以外的信号则被抑制掉。
我们继续使用前面实例假定分析仪输入端存在 4.7 GHz 和 5.3 GHz 的信号，若设定 5 GHz 的中心频率以及 2 GHz 的扫宽，让我们来看看当频谱仪调谐在这个频率范围时会发生什么情况。当本振扫过 4.4 GHz（是本振可能在其 1+ 混频模式下与 4.7 GHz 输入信号相混频的频率）时，预选器被调谐到 4.1 GHz，因而抑制掉 4.7 GHz 信号。由于输入信号未达到混频器，故不产生混频，显示器上也不会出现响应。当本振扫过 5 GHz 时，预选器允许 4.7 GHz 信号到达混频器，在显示器上便能看到适当的响应。5.3 GHz 镜像信号被抑制，故不产生与来自 4.7 GHz 信号的混频分量相互作用并引起虚假显示的混频分量。最后，当本振扫过 5.6 GHz 时，预选器允许 5.3 GHz 信号到达混频器，从而能看到它被正常显示。在图 1-8 中可以看出，不同混频模式没有一处相交。所以，只要预选器带宽足够窄（典型情况下，从低频的 35 MHz 到高频的 80 MHz），便能消除所有镜像响应和多重响应。
使用“消除”这个词，可能有些过于肯定。预选器并不具有无限大的抑制能力，它往往是处在 70 至 80 dB 范围。所以，如果我们要在信号电平很高的情况下寻找低电平信号，那么，看到的很可能是高电平信号的低电平镜像或是多重响应。然而，低频段的情况又如何呢？大多数跟踪预选器都使用 YIG 技术，而 YIG 滤波器不能很好地工作在低频上。所幸的是，有一种简单的解决方案。图 7-3 表明，其它的混频模式都不会与低频段高中频情况下的 1− 混频模式相重叠，因此，一个简单的低通滤波器对镜像响应和多重响应两者都能削弱。图 7-9 显示了典型微波频谱分析仪的输入结构。
幅度校准
到目前为止，我们已经认识到谐波混频频谱分析仪是如何对多种不同的输入频率产生响应的，那么幅度的情况又如何呢？
混频器的变频损耗随谐波阶数而变，当谐波数增多时，损耗也增大。这意味着，等幅信号如果混入不同的混频模式在显示器上将显示出不同电平。因此，为了保持幅度校准，必须采取一定的措施。在是德科技频谱分析仪中，中频增益是可变的。本振谐波较高时，变频损耗增加引起灵敏度降低，就好像我们增大了输入衰减器的衰减量。又由于中频增益的变化是发生在变频损耗之后，故增益变化反映在显示噪声电平的相应变化上。所以，就像对基波混频那样，我们可以通过记录下显示平均噪声电平值来确定频谱仪在谐波混频范围内的灵敏度。
在一些老式频谱仪中，每一个谐波频段的显示平均噪声电平的变化非常明显。新型是德科技频谱分析仪采用一种双平衡、图像增强的谐波混频器，使谐波数增多造成的变频损耗的增量减到最小。因此，DANL“阶梯式”步进效果的情况已被较高频率处的缓慢坡度所取代，如图 1-10 所示。
相位噪声
在第 2 章中，我们已经指出，分析仪本振的不稳定性表现为信号周围的相位噪声在显示上要比本底噪声高得多。我们还指出，这种相位噪声可能限制我们测量非常接近且幅度不同的信号的能力。相位噪声的大小用来指示本振的角偏或频偏。当本振的一个谐波用在混频过程中，相位噪声又会发生什么情况呢？相对基波混频，相位噪声（以 dB 为单位）增加了：
20 log(N),
其中 N = 本振的谐波次数
例如，假定本振基波具有 10 Hz 的峰峰值频偏。则二次谐波具有 20 Hz 的峰峰值频偏，三次谐波为 30 Hz 等等。由于相位噪声指示本振内部信号（在这种情况下为噪声）产生的调制，本振频偏越大相位噪声的幅度越高。当调制度很小时（就像现在的情况），调制边带的幅度与载波（本振）的频偏成正比。
如果频偏加倍，则边带电平电压也必然加倍，亦即增大了 6 dB 或 20 log(2)。所以，当使用本振较高的谐波混频时，分析仪测量非常接近且幅度不同的信号的能力将下降。图 1-11 显示了一个 5 GHz 基波混频信号和一个 4 次谐波（20 GHz）混频信号的相位噪声的差异。
改善的动态范围
如果所研究的信号间有足够的频率间隔，那么预选器能够改善动态范围。第 6 章对动态范围的讨论中曾假定在混频器上总是并存着大信号和小信号，而且它们的幅度在测量过程中不发生变化。但是，如我们所见，如果信号频率相隔足够远，预选器能够让一个信号到达混频器而抑制其他信号。例如，如果我们测量微波振荡器的谐波，则当分析仪调谐到其中一个谐波上时，预选器就对基波进行抑制。
现在，我们来考察一个 3 GHz 振荡器的二次谐波测试的动态范围。采用第 6 章的例子，仍然假设混频器上 -40 dBm 的信号产生了一个 -75 dBc 的二次谐波分量。从前面的讨论中我们还知道，混频器上的基波电平每变化 1 dB，测量范围也会变化 1 dB。图 1-12 显示了二次谐波的失真曲线。对于这个实例，我们假设从振荡器获得大量功率并设置输入衰减器，从而使测量振荡器基波时混频器上的电平为 -10 dBm，低于 1 dB 压缩点。
从图中曲线可以看出，混频器上的-10 dBm 信号将产生 -45 dBc 的二次谐波失真分量。现在，我们将分析仪调谐到二次谐波 6 GHz 上。如果预选器具有 70 dB 的抑制能力，则混频器上的基波将降低到 -80 dBm。图 1-12 表明，当混频器上的信号为 -80 dBm 时，内部产生的失真是 -115 dBc，这意味着比 -80 dBm 的新基波电平低 115 dB。这使谐波的绝对电平为 -195 dBm。所调谐的基波与所调谐的内部生成的二次谐波之间相差 185 dB！
显然，对谐波失真而言，动态范围在低电平（谐波）端仅受分析仪本底噪声（灵敏度）的限制。那么在高电平端的情况又如何呢？当测量振荡器基波时，我们必须限制混频器上的功率，以获得准确的电平读数。可以用内部或外部衰减将混频器上的基波电平限制在略小于1 dB压缩点处。不过，由于调谐到二次谐波时预选器对基波的衰减很大，故若需要更高的灵敏度来测量谐波，可以减小一些衰减量。所以预选器上的 +20 dBm 基波电平不会影响测量谐波的能力。
三阶互调测量动态范围的改善取决于测试音的频率间隔与预选器带宽的关系。前面已提及，预选器的典型带宽在低频端大约为 35 MHz，在高频端为 80 MHz。
作为一个保守的例子，我们使用典型的 YIG 预选滤波器在 3 dB 点以外每倍频程带宽频响跌落 18 dB。所以，为了确定动态范围的改善，必须确定每个基音被衰减的程度以及它对内部所产生失真的影响。根据三阶互调失真的表达式，有：
观察这两个表达式，可以看出，低频失真分量（2ω1 – ω2）的幅度随 V1 的平方而变化，随 V2 呈线性变化。另一方面，高频失真分量（2ω2 – ω1）的幅度则随 V1 呈线性变化，随 V2 的平方而变化。然而，对于不同频率和间隔的信号，预选器对两个基音的衰减是不同的。
考虑图 7-13 所示的情况，分析仪被调谐到较低的失真分量，且两个基音相隔为预选器带宽的一半。此时，较低频率的测试音位于预选器通带的边缘且衰减量为 3 dB；较高频率的测试音位于低频失真分量之上，比其高出一个等于预选器带宽的范围，衰减量约为 21 dB。由于我们调谐到低频失真分量，故在这个频率上产生的内部失真相对于 V1（2 x 3 dB = 6 dB）的衰减降低了 2 倍，而且几乎与 V2（21 dB）的衰减速度一样快。动态范围的改善量总共为 6 dB + 21 dB，即 27 dB。与二次谐波失真的情况一样，还必须考虑分析仪的本底噪声。对于靠得很近的测试音，使用预选器没有什么改善，在确定动态范围时就如同没有使用预选器一样。
我们以前文章中对动态范围的讨论也适用于低通滤波的低频段。唯一的例外发生在低频带信号的某个谐波落在预选范围内时。例如，如果要测量一个 2.5 GHz 基波的二次谐波，当调谐至 5 GHz 谐波时，使用预选器可以带来好处。
预选的优缺点
我们已看到预选的优点有：分析仪的工作较简单、无杂波显示、改善的动态范围和宽扫宽。不过，相比无预选的分析仪，它也有一些缺点。
首先，预选器有插入损耗，典型值为 6 至 8 dB。这个损耗出现在第一级增益之前，因此，系统灵敏度会恶化相应的数值。此外，当预选器被直接连到混频器时，预选器的失配与输入混频器的失配的交互作用会引起频率响应的恶化。
必须采用合适的校准技术来补偿这种纹波。另一种使这种交互作用最小化的方法是在预选器和混频器之间插入一个匹配适配器（固定衰减器）或隔离器，这时灵敏度将降低匹配适配器或隔离器的相应数值。
某些频谱分析仪的结构无需使用匹配适配器或隔离器。随着预选器与混频器之间电长度的增大，对于给定的输入频率变化，反射信号和二次反射信号的相位变化速率变得更快，其结果是平坦度会受到更大的波动。PSA 系列分析仪中包括的二极管混频器已成为预选器/混频器组件中的组成部分。在这类组件中，预选器和混频器之间的电长度最小。因此，这种结构消除了频率响应的波动现象，并且由于去除了匹配适配器或隔离器而提高了灵敏度。
即使不考虑预选器与混频器的交互作用，预选器也会在某种程度上造成频率响应的衰减。
预选器的滤波器通带不会是完全平坦的，总会带有某种程度的波动。在大多数配置中，预选器和本地振荡器的调谐电压都来自同一信号源，但没有反馈机制来确保预选器精确地跟踪分析仪的调谐。导致后调谐频移的另一个源头是预选器电路中的电流流动造成的自加热。预选器通带的中心频率将取决于自身温度及其变化率，而这些又由预选器调谐的历史过程决定。因此，要获得最好的平坦度，需要将预选器的中心置于每个信号上。该功能一般嵌入在频谱分析仪的固化软件中，可以在手动测量中通过前面板按键来选择，或者自动测试系统中由编程实现。当校准功能被激活时，预选器调节使调谐 DAC 将预选器通带中心置于信号上。大多数微波分析仪的频率响应技术指标只适用于预选器中心对齐后，而在进行微波信号的幅度测量之前先执行此项功能（以减轻后调谐偏移的影响）通常是最佳的做法。
在讨论扫描时间时，我们发现分析仪（例如 频谱分析仪/信号分析仪）会在选择较窄分辨率带宽时应用 FFT。因为本振在每个 FF T 中是步进和固定的，所以预选器也必须步进和固定。由于预选器要花费几微秒来调谐并稳定，扫描时间相对于低频段类似设置会延长。为了使步进的数量最小化，频谱分析仪/信号分析仪可以让您选择每个步进的宽度。（详细信息请参阅特定分析仪的操作手册。）如果您的分析仪配有选件 MPB，您可以旁路这个预选器，以去除它对扫描时间的影响。然而，您务必要确保您的信号中没有引起混淆的镜像或多重响应。
外部谐波混频
我们已经讨论了如何在信号分析仪内部将其调谐到更高的频率。对于内部谐波混频，X 系列信号分析仪使用二次谐波（N=2–）调谐到 17.1 GHz，使用二 次谐波（N=2–）在本振倍频的条件下调谐至 26.5 GHz。可是，如果要测量超过信号分析仪频率上限的频率，该怎么办呢？有些分析仪提供旁路其输入衰减器、预选器和第一混频器，使用作为分析仪前端的外部混频器进行高频测量的能力。对于外部混频器，我们可以利用第一本振的更高次谐波。在某些情况下，第一本振频率在发送到外部混频器之前会倍频。较高的基波本振频率可以产生较低的混频器变频损耗。通常，支持外部混频的频谱分析仪在其前面板处会有两个额外的连接器。早期的分析仪具有两个连接器。LO OUT 端口将分析仪内部的第一本振信号送至外部混频器，外部混频器用高次谐波与高频信号混频。
外部混频器的中频输出连接至分析仪的 IF IN 端口。最新款的分析仪只有一个前面板端口，这种设计是可行的，因为分析仪可以提供 3 至 14 GHz 的本振频率，而外部混频器为分析仪提供了 322.5 MHz 中频输出频率。因为本振信号和中频信号之间的频率差较大，这两种信号可以存在于连接分析仪与混频器的同一根同轴互连电缆上。只要外部混频器使用与频谱分析仪相同的中频频率，信号就能像来自内部第一混频器的信号一样，在内部被处理并显示出来。图 7-14 举例说明了频谱分析仪联合使用一个外部混频器的结构图。
表 7-1 显示了 频谱分析仪在不同的毫米波段采用的谐波混频模式，例如Keysight M1970 系列和早期的 11970 系列外部混频器。为了获得易用性和较低的变频成本，M1970 系列混频器提供一个 USB 连接，可用于自动识别混频器的型号和序列号，通过执行本振调整来优化性能，并将混频器的变频损耗表下载到分析仪的存储器中。如果已知其他厂商混频器的变频损耗及频率，您也可以使用它。其他厂商制造的某些外部混频器需要一个偏置电流将混频器的二极管设置到合适的工作点。频谱分析仪能够通过前面板上的外部混频器端口提供高达 ± 10 mA 的直流电流，从而提供上述偏置，并且保持测量设置尽可能简单。
是采用内部混频器还是外部混频器实现谐波混频，这两个问题类似。本振及其谐波不仅与指定的射频输入信号混频，同时还和其他可能出现在输入端的信号混频，包括带外信号。由此产生一些混频分量会像其他有用信号一样通过中频处理。
在大多数信号分析仪中，可调谐滤波器对通过内置信号路径到达第一混频器的信号进行预选。非预选的外部混频器将在屏幕上生成多余的响应，不是真实的信号。基于上述原因，在信号分析仪中设计了另一种方法来处理这些多余信号，这个功能称为“信号识别”。
信号识别
屏幕上调出的特定响应很可能是本振谐波或混频模式产生的，它与经过校准的显示不同。因此分析仪必须有办法表明显示是否针对所讨论的信号响应进行了校准。本例中我们假设使用 Keysight M1970V 50 至 75 GHz 非预选混频器，采用的是 6− 混频模式，全 V 频段的测量结果如图 1-15 所示。
镜像频移法和镜像抑制法
镜像频移法
我们首先来研究镜像频移法。
观察图 1-15，假设已经将分析仪调谐到了 50 GHz。本振的 6 次谐波产生了一对响应，其中 6− 混频分量在屏幕上的位置是准确的 50 GHz，而 6+ 混频分量产生的响应其频率指示的频率在 49.355 GHz 处，比真实的信号响应低 2 个 fIF。由于 X 系列分析仪的中频频率为 322.5 MHz，所以两个响应的频率相差 645 MHz。
让我们假设只知道所研究信号的一些特征，但不确定它的准确频率。那么如何确定哪个是真实信号呢？镜像频移过程是以 2fIF/N 的变化量重新调谐本振基波频率，这会引起第 N 个谐波频移 2fIF。
如果我们调谐至真实信号，那么它对应的频率对出现的位置就会与第一次扫描时真实信号在屏幕上显示的位置相同。如果是调谐至由于某些不正确的谐波造成的其他频率对上，信号的频率在显示器上看起来会发生偏移。X 系列信号分析仪使本振的频率偏移然后进行交替扫描，产生了两个显示如图 7-17a 和 7 -17b 所示。
在图 7-17a 中，真实信号（6− 混频分量）被调谐到屏幕的中心；图 7-17b 显示了镜像频移法是如何把对应的频率对（ 6+ 混频分量）移到屏幕中心的。
图 7-17a 和 7-17b 显示了镜像频移法所采用的交替扫描。
镜像抑制法
下面我们来考察第二种信号识别方法，叫作镜像抑制法。
此模式下，使用 MIN HOLD 功能进行两次扫描，它会保存两次扫描中每个显示点或 bucket（数据收集单元）里较小的值。第一次扫描使用正常的本振调谐频率值，第二次扫描本振偏离基波频率2fIF/N。正如在第一种信号识别法中所见到的一样，由正确谐波产生的镜像成分的位置将与真实信号在第一次扫描中显示在屏幕上的位置相同。所以，信号迹线保持在一个较高的幅度值，而任何有频偏的虚假响应的迹线值会被一个较低数值所取代，进而所有镜像及错误的多重响应看起来如同噪声一样，如图 1-18 所示。
注意，两种信号识别方法都只用于识别正确的频率。当信号识别功能开启时不要试图进行信号测量。当识别出感兴趣的真实信号后，关掉信号识别功能并通过减小扫宽来将信号放大，然后测量信号的幅度和频率，如图 7-19 所示。
为了进行精确的幅度测量，非常重要的一点是首先要输入外部混频器的校准数据。这些数据通常由混频器的制造商提供，它一般是一张表格，指示混频器频段内的多个频率点处的变频损耗，单位是dB。这些数据被输入到信号分析仪的幅度校正表中，分析仪应用这些数据来补偿混频器变频损耗。如果您使用的是 M1970 系列谐波混频器，混频器的变频损耗会自动从混频器存储器转移到 X 系列信号分析仪的存储器中，无需您手动输入数据到校正表。频谱分析仪基准电平现在已被校准到外部混频器的输入端信号上。
本应用指南在前面已经介绍了频谱分析仪的基本结构和进行频域测量的一些基 本考虑。事实上，现代频谱分析仪或信号分析仪必须完成很多其他的测量任务，以满足不同的测量需求。
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