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在链路设计的时候，很多时候，我们都是与链路上的各种噪声在做斗争，如果没有噪声的存在，那链路中的那些设计操作，就都没有用武之地了。
(1) 热噪声
在链路设计的时候，最常用的小软件，就是计算级联链路的增益，噪声系数，互调特性等的小软件。这类小软件，有很多家，软件的背后，是各种级联公式的实现，比如说噪声系数的级联公式，互调截点的级联公式等等。
我常用的是ADI家的ADISimRF，他家的官网上就有下载。
在使用这类小软件的过程中，我们想要知道的主要指标之一，就是整个链路的噪声系数(Noise Figure)，而这个噪声系数，主要则是来自于链路中各个器件的热噪声。
热噪声，由于器件内部电子的随机运动产生的。我们计算过程中，经常用到的-174dBm/Hz的底噪，就是以16.85°(290K)的温度下的电阻R为电压源，负载的阻值也是R时，负载上获得的噪声功率。
号友有问过我，为啥把KT代入进去，算不到-174dBm/Hz，这个时候，大概率是忽略了玻尔兹曼常数的单位是J/K，而J=W*s，W换算成dBm的时候，除了取log之外，还要再加上30dBm。
与热噪声相关的一个常用名词，是噪声温度。噪声温度是一个等价过来的概念，但是在分析级联噪声的时候非常管用，比如微波工程中，噪声系数级联公式的推导，就是基于噪声温度。
在推导接收机的灵敏度的时候，我们通常默认输入是-174dBm/Hz；但是在推导非-174dBm/Hz输入时，比如发射机中的宽带噪声计算时，噪声温度就非常好使。
(2) 本振相噪
本振相噪，又是链路中的另一大噪声来源。一般来说，如果只有带内信号的时候，都不太会考虑本振相噪，就如上面的小软件在计算链路噪声系数的时候，并没有把本振相噪考虑在内。
这是因为，当输入信号的幅度为灵敏度这个量级的话，输入SNR已经并不会太好了，而本振本身是质量比较好的源，那换算下来，SNR也是不差的，两者混频，就像电阻并联一样，哪个小，就哪个影响比较大。而在经过混频器时，一般情况下是输入信号的SNR比较小(比较差)，所以就还是以输入信号的SNR为主。
那如果啥时候，输入信号和本振信号的SNR可以比拟了，那就该也算上了。两个信号混频的时候，SNR的计算，见下面的链接。
当除了带内信号还有带外信号的时候，由于倒易混频的原因，本振相噪会与带外信号混频，把相噪的影响引入到带内。这个是接收机设计的时候，经常要考虑的问题。
(3) 量化噪声
量化噪声，顾名思义，就是由于量化产生的噪声。
模拟信号是连续电平信号，也就是说，你不管把观察窗口弄的多小，信号幅度之间还是连续的。但是数字信号不是，ADC的位数是有限的，所以代表的电平数也是有限的。
因此，在模拟信号和数字信号之间要进行转换的时候，当把观察窗口放到足够小时，就会发现，模拟信号和数字信号之间是有误差的。
虽然ideal ADC，量化噪声与SNR之间有一个公式，就是SNR=6.02*N+1.76dB，但是我们在设计的时候，还是会用手册上实测的SNR来进行链路估算。
大部分时候，这个SNR会比理论计算的来的差一点。
然后作为射频人员，又会把这个SNR换算成熟悉的NF，来做链路预算。
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每个分指标的计算后面，都跟着一个仿真验证。所有指标都分配完了以后，还会有一个整体链路的仿真。
整体链路仿真，还分单音时候的验证+调制信号的验证；ADS仿完，再用SystemVue走一遍。
这些仿真步骤，该采用什么模板，各个参数该怎么设置，该用什么等价标准来判断，都是我花了很长时间探索，才联通起来的。
我觉得大概率是全网独一份，因为这些都是我结合软件自带的help文件和模板，再结合项目，一点一点探索出来的，有很多自己的想法在里面。
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